[发明专利]一种弱能量并行PN序列时间同步与频率同步方法

摘要

本发明提供了一种弱能量并行PN序列时间同步与频率同步方法，该方法通过在OFDM调制的基带时域信号上叠加弱能量的PN序列，而在接收端对收到信号采用PN序列进行解调，并融合保护间隔的相关信息产生同步信号，获得时间同步和频率同步。本发明中PN序列所分配的能量可强可弱。本发明实现容易，能用于各类采用OFDM进行调制的通信系统，尤其是对于改善高速移动环境的DVB－T 2K系统的同步性能有效。

主权项

1、本发明涉及一种弱能量并行PN序列时间同步与频率同步方法，其特征在于包括如下步骤：步骤1PN序列在时域叠加在OFDM信号上，在这个过程中PN序列被分配一定的能量。将PN序列与信号的总功率记为1，PN序列分配的功率为ρ。对于子载波数为Nc的OFDM系统，符号长度为Ts。在AWGN信道中，基带接收信号可以表示为：$r[k-\tau ]=s[k-\tau ]+n[k-\tau ]$ $=\left(\sqrt{\rho }{\sigma }_{s}m\right[k-\tau ]+\sqrt{1-\rho }{\sigma }_{s}d[k-\tau \left]\right)e^{j(\frac{2\mathrm{\pi ϵk}}{N_c}+\theta )}+n[k-\tau ]---\left(1\right)$ 其中，m[k]为传输的PN序列，d[k]为OFDM数据序列，n′[k]为复高斯白噪声，θ为载波相位，ε为待估计的归一化频偏，τ为待估计的定时位置。PN序列c[k]所分配的能量ρ非常弱。发射信号和噪声的功率分别为σs 2和σn 2。步骤2接收信号通过本地PN序列解扩，有：$m^{*}\left[k\right]r[k-\tau ]=\sqrt{\rho }{\sigma }_s{m}^{*}\left[k\right]m[k-\tau ]e^{j(\frac{2\mathrm{\pi ϵk}}{N_c}+\theta )}+\sqrt{1-\rho }{\sigma }_s{m}^{*}\left[k\right]d[k-\tau ]e^{j(\frac{2\mathrm{\pi ϵk}}{N_c}+\theta )}+n^{\prime }[k-\tau ]---\left(2\right)$ 对于时间同步，假设两个序列之间的相对滑动位置τ为整数。为了进行同步，在式(2)中最后两项可以看作噪声干扰。步骤3利用PN序列的优良自相关性，接收端将接收到的信号与已知的PN序列做相关，可产生如下信号：${\mathrm{cor}}_1\left[k,\theta \right]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}\left[\begin{array}{c}\left(\underset{n=0}{\overset{R-1}{\Sigma }}{m}^{*}\right[k-n-\mathrm{lR}-\theta \left]r\right[k-n-\mathrm{lR}\left]\right)\\ ·{\left(\underset{n=0}{\overset{R-1}{\Sigma }}{m}^{*}\right[k-n-\mathrm{lR}-\theta \left]r\right[k-n-(l+P)R\left]\right)}^{*}\end{array}\right]---\left(3\right)$ 其中，m[k]是已知的PN序列，R为相关长度，P与所估计的频偏范围和精度有关，L为构造训练序列时已知PN序列的重复次数，m*[.]表示对m[.]取共轭。步骤4为了改善帧同步的性能，循环前缀的存在形成了Ng组相隔Nc的采样对，其在接收端可获得如下信号：${\mathrm{cor}}_2[k,\theta ]=\underset{m=\theta }{\overset{\theta +N_g-1}{\Sigma }}{r}^{*}[m-\theta ]r[m-\theta -N_c]---\left(4\right)$ 步骤5为了增强同步信号能量，融合PN序列和保护间隔的相关性后，可由(5)获得时间同步：$\hat{\theta }=\arg \left\{\underset{\theta }{\max }\right[{\mathrm{cor}}_1[k,\theta ]+{\mathrm{cor}}_2[k,\theta ]\left]\right\}---\left(5\right)$ 步骤6在获得同步信号基础上，根据最大似然估计原理，由式(5)产生的信号的相位可求得大频偏估计，有：${\widehat{ϵ}}_b=-\arg \left(\mathrm{Co}{r}_1\right[k,0\left]\right)·N_c/\left(2\mathrm{\pi R}\right)---\left(6\right)$ 步骤7在对大频偏进行校正后，剩余的小数频偏可以由式(4)信号的相位获得，有：${\widehat{ϵ}}_s=\arg \left({\mathrm{Cor}}_2\right[k,0\left]\right)/\left(2\pi \right)---\left(7\right)$