[发明专利]基于Vector OFDM的双选择性信道的变换域均衡方法

摘要

本发明公开了基于Vector OFDM的双选择信道的变换域均衡方法。高速移动环境下的无线通信中，信道经历严重的双选择性衰落，本发明通过Vector OFDM调制技术，将待发送的符号映射到二维时频域，经历双选择信道，Vector OFDM解调，通过巧妙地设计保护间隔，即循环前缀或零填充，信道二维线性卷积可变换为循环卷积，等效为其变换域的乘积，接收端通过二维FFT将信号从信号空间域映射到变换域，实现单抽头均衡，再通过二维IFFT变换回原信号空间判决。变换域均衡技术具有低处理复杂度，能获取双选择性信道固有联合多径-多普勒分集增益，有效地对抗信道衰落，提高无线通信可靠性。

主权项

1.一种基于Vector OFDM的双选择性信道的变换域均衡方法，其特征在于：发送端将待发送信号串并变换为矩阵形式，并加上二维循环前缀CP或零填充ZP得到扩展矩阵，然后利用Vector OFDM调制，将矩阵映射到时频域并发送，接收信号首先利用Vector OFDM解调，然后通过二维FFT得到变换域信号，利用单抽头滤波器做均衡后通过二维IFFT，得到原发送信号的估计值；考虑等效基带信号模型，双选择信道采用BEM建模，记发送信号载波频率f_c，传输带宽B，采样频率为T_s＝1/B，数据块长度N，信号经过双选择信道，接收端接收到的信号是来自不同方向、具有不同时延和多普勒频移的信号簇，发射机与接收机之间相对运动速度v，引起的最大时延扩展为τ_max，最大多普勒频移f_dmax，信道用连续时变线性滤波器h_c(t,τ)和单边功率谱密度为N₀的加性白高斯噪声描述，通过傅立叶变换可作分解其中f_d为多普勒频移，τ为多径时延，将信道响应分解为在时-频域具有不同时延和多普勒频移的子径集，表示为hc_sum(t,τ)=∫∫Hc(fd,τ′)ej2πfdtδ(τ-τ′)dfddτ′,]]>H_c(f_d,τ′)为信道响应在联合时-频域的扩展系数，记由信道的最大时延扩展为τ_max，最大多普勒频移为f_dmax，即当τ＞τ_max或|f_d|＞f_dmax时，H(f,τ)≈0，那么NT_s为N个符号的数据块周期，利用Δτ＝T_s和分别离散化时延扩展和多普勒扩展，得到离散信道响应模型hsum(n,l)=Σl=0LΣq=-Q/2Q/2H(q,l′)ej2πqnNδ(l-l′),]]>其中H(f_d,τ)为离散BEM模型的扩展系数，l∈[0,L]，q∈[-Q/2,Q/2]，用二维矩阵表示信道扩展系数H=H(-Q/2,0)...H(-Q/2,L)......H(Q/2,0)...H(Q/2,L)]]>其中，矩阵行表示时延扩展，列表示多普勒频移扩展，H中的元素服从广义平稳非相关散射WSSUS模型，即H中的元素相互独立，且服从复高斯分布，H在时延方向上的响应在功率上满足指数衰减，V(H(q,l))∝exp(-0.1·l)，在频率扩展方向上信道响应的功率均匀分布，且H经过归一化之后二阶范数为1，信道扩展系数在每一个数据分组块内保持不变，随着数据块的变化而变化；假设发送数据为N_i个调制符号变换域均衡方法的具体步骤如下：步骤（1.1）将待发送符号序列进行调制加上前导字后通过串并变换器，按照图1组成P×K的二维信号矩阵S=S0,0...S0,K-1......SP-1,0...SP-1,K-1]]>其中前P₁×K₁的位置为前导字，剩下的位置为待发送的信息；在后续处理步骤中，行映射为时域，列映射为频域，由此得到一个时-频二维的信号空间域；步骤（1.2）对信号矩阵s添加二维循环前缀，时域循环前缀长度取信道可能出现的最大时延扩展N_{cp_r}＝L₁，频域单边循环前缀长度为最大可能的单边多普勒频移N_{cp_c}＝Q₁/2，将信号矩阵s的前Q₁/2行和最后Q₁/2分别循环填充到s行的头端和尾端，然后将矩阵最后L₁列循环填充到矩阵列的最前端，得到大小为N＝(P+Q₁)×(K+L₁)的添加二维循环前缀CP的扩展矩阵另一种循环前缀的添加方法是以0替代循环前缀，称为零填充，同样起到循环前缀的效果，添加零填充得到的矩阵为步骤（1.3）采用Vector OFDM调制将扩展矩阵中的行向量调制到各个子载波上，Vector OFDM调制每次将一个符号向量调制到子载波上，而不是一个单独的符号，在扩展矩阵的列方向上作P+Q₁点IFFT变换，由此扩展矩阵的列方向映射到频域，行方向映射到时域，调制得到矩阵Ms，其p行为Msp=1P+Q1Σi=0P+Q1-1s~iej2πpiP+Q1]]>式中，表示扩展矩阵的第i行，和Ms_p均为1×(K+L₁)的行向量；步骤（1.4）将调制信号矩阵Ms通过并串变换，按照行优先整形为1×N的行向量数据块tt＝[Ms₀ Ms₁ …Ms_P+Q-1]发送信号t经历双选择信道衰落到达接收端，根据双选择信道的BEM模型，信号经历时延扩展和多普勒扩展，时延扩展系数为L，多普勒扩展系数为Q，则接收信号为r(n)=Σl=0LΣq=-Q/2Q/2H(q,l)ej2πqnNt(n-l)+η(n)]]>式中η(n)为双边带功率为N₀/2的AWGN，H(q,l)为双选择信道在多径时延为l且多普勒频移为q的路径上的信道响应；步骤（1.5）将接收到的一个数据块的串行信号经过串并变换器，按照行优先组成为大小为(P+Q₁)×(K+L₁)的接收信号矩阵Mr，以Mr_i表示Mr的第i行，η_i(k)为噪声矩阵的第i行，每一行的非CP部分的数据，即当k≥L时，有Mri(k)=Σl=0LΣq=-Q/2Q/2H(q,l)ej2πq[i(K+L1)+k](P+Q1)(K+L1)Msi(k-l)+ηi(k)]]>≈Σl=0LΣq=-Q/2Q/2H(q,l)ej2πqiP+Q1Msi(k-l)+ηi(k)]]>式中，用了(P+Q₁)>>1取近似值；步骤（1.6）对接收信号矩阵Mr进行Vector OFDM解调，在Mr的列方向上作(P+Q₁)点FFT变换，得到接收矩阵其第p行为r~p=1P+Q1Σi=0P+Q1-1Mrie-j2πpiP+Q1]]>根据步骤（1.3）、步骤（1.5）以及步骤（1.6），若发送端采用普通循环前缀（CP），则得到接收信号矩阵的非CP数据部分，即k≥L₁，Q₁/2≤p＜P+Q₁/2时，接收信号有r~p(k)=Σl=0LΣp=-Q/2Q/2H(q,l)s~(p-q,k-l)+ηi(k)]]>=Σl=0LΣp=-Q/2Q/2H(q,l)s((p-Q1/2-q)P,(k-L1-l)K)+ηi(k)]]>其中算子()_P和()_K分别表示对数据做对P和K取模的运算；若发送端采用零填充，则对于接收信号所有元素，均有r~pZP=Σl=0LΣp=-Q/2Q/2H(q,l)s~ZP((p-q)P+Q1,(k-L-l)K+L1)+ni(k)]]>其中算子和分别表示对数据做对P+Q₁和K+L₁取模的运算；步骤（1.7）去掉接收矩阵中的循环前缀，得到去除CP的接收矩阵r，有r(p,k)=Σl=0LΣp=-Q/2Q/2H(q,l)s((p-q)P,(k-l)K)+η(p,k)]]>将信道响应的系数扩展矩阵H进行添零扩展，得到P×K的扩展矩阵，则上式等效为原发送符号矩阵与信道响应矩阵的循环卷积r=s⊗H~+η]]>其中，表示循环卷积；若接收端采用零填充得到的扩展矩阵则步骤（1.7）可以省略，接收矩阵满足r~ZP=s~ZP⊗H~ZP+η]]>其中是H进行添零扩展得到的(P+Q₁)×(K+L₁)的扩展矩阵；步骤（1.8）利用前导字部分进行信道估计，根据上式，接收矩阵中至少存在大小为(P₁-Q₁)×(K₁-L₁)的接收数据，其值由已知的前导字部分与信道响应系数完全决定，将这部分接收数据照行优先展开为列向量r_p，将信道响应的系数扩展矩阵H按照行有限展开为列向量h，根据步骤(1.7)所提供的关系，可以构建线性关系r_p＝Φ_ph，按照MMSE进行信道估计h^=ΦPHrpΦpΦPH+σn2I]]>重新排列得到系数扩展矩阵的估计值用于均衡；步骤（1.9）对接收矩阵r做二维傅里叶变换，得到变换域信号记其中，为二维傅里叶变换算子，于是信号矩阵s与信道响应矩阵的循环卷积等价于它们变换域信号的点乘Tr＝Ts⊙FH+Tη其中，⊙表示矩阵点乘；步骤（1.10）对接收信号的变换域信号Tr进行单抽头的均衡，采用MMSE均衡技术，得到Ts的估计值为其中，“H”分别矩阵的厄米共轭，σ_n²为信号功率，矩阵乘除都是点乘与点除，即每一个数据点只需单抽头的滤波器；步骤（1.11）对变换域信号的估计值作二维IFFT，得到原发送信号矩阵s的估计值步骤（1.12）对进行判决，并且串并变换得到发送序列的估计。