[发明专利]一种TD‑LTE中继系统频偏估计的方法

摘要

本发明一种TD‑LTE中继系统频偏估计的方法，涉及适用于无线通信网络的业务或设施，从中继端的接收信号中获取同步信号的位置以及小区标识组内的小区ID号和小区组ID号信息，由此得到中继接收的同步信号序列；然后根据所获取的中继端小区ID号和小区组ID号中继端生成本地的PSS和SSS；再利用所得到的中继端接收的PSS信号和所得到的中继本地生成的PSS信号进行整数倍频偏估计过程；最后由所得出的整数倍频偏估计的结果εI，先对中继端的PSS/SSS的接收信号进行整数倍频偏的调整，然后利用相应算法进行小数倍频偏估计过程；由此解决了中继端的频偏估计的问题，实现了中继端接收到的信号与基站端的发送信号频率同步。

主权项

一种TD‑LTE中继系统频偏估计的方法，其特征在于该方法步骤包括：第一步，从中继端的接收信号中获取同步信号的位置以及小区标识组内的小区ID号和小区组ID号信息，由此得到中继接收的同步信号序列(1)先对中继端的接收信号进行时域A/D采样，然后通过低通滤波器得到PSS/SSS信号所在的频带，参照TD‑LTE技术的标准可以知道，物理层的同步信号包括主同步信号PSS和辅同步信号SSS，每个同步信号占用1个OFDM符号的时间长度，每5ms传输一次，无论传输带宽是多少，同步信号始终是在频域上占用下行频带中心1.08MHz的带宽，(2)根据定时同步过程中得到的同步信号位置信息，得到接收到的PSS/SSS信号，rpss(n)=ej2πnϵNh(n)s(n+dpss)+w(n),n=0,1,...,N-1]]>rsss(n)=ej2πnϵNh(n)s(n+dsss)+w(n),n=0,1,...,N-1]]>其中，ε表示归一化的载波频偏，即ε＝fΔ/Δf，其中fΔ为实际的频率偏移量，Δf为子载波间隔，s(n+dpss)表示基站的发送信号中的PSS起始信号，h(n)表示信道的冲击响应，w(n)表示信道中的加性复高斯噪声，N表示PSS/SSS信号的点数，dpss和dsss分别表示PSS、SSS的起始位置，rpss(n)和rsss(n)分别对应中继端接收信号中的PSS、SSS的时域信号；第二步，根据第一步中获取的中继端小区ID号和小区组ID号中继端生成本地的PSS和SSS(1)小区ID号是由小区组内编号和小区标识组编号共同确定的TD‑LTE中继系统的物理层支持504个小区的ID号，分为0～167组即共168个组，每个组包含3个小区ID号即0～2号，有NIDcell=3NID(2)+NID(1)]]>式中为物理层小区ID号，为小区组ID号，为小区标识组内的小区ID号，(2)由小区标识组内的小区ID号中继端本地生成PSS信号，与对应，主同步信号PSS包含3种可能，指示小区标识组内的小区ID号，本地生成的主同步信号序列PSS是由频域长度为62的复数序列，根据根指数u的不同，有三种不同的取值，用于指示物理层小区组内的小区ID号，主同步信号序列是由频域Zadoff‑Chu序列生成的，即du(k)=e-jπuk(k+1)63k=0,1,...,30e-jπu(k+1)(k+2)63k=31,32,...,61]]>式中u是序列的根指数，k是PSS频域序号，du(n)是Zadoff‑Chu序列，即生成的频域PSS序列SPSS(k)，其中根指数u与的对应关系如下：设本地产生频域主同步信号为SPSS(k)，经过补零后IFFT变换得到中继端的时域主同步信号spss(n)，即spss(n)=1NΣk=0N-1SPSS(k)×ej2πnk/N,n=0,1,...,N-1]]>其中N是时域PSS信号的点数，(3)由第一步定时同步的帧同步结果以及生成中继端本地的SSS信号LTE协议标准中规定，在10ms无线帧中的两个辅同步符号SSS采用不同的序列，频域长度为62，包含168种组合，指示168个小区组ID号辅同步信号序列d(0),…,d(61)是由两个31位长的二进制复数序列交错级联而成的，串联序列采用主同步信号的加扰序列进行加扰，SSS信号在子帧0和子帧5的表达式为：上式中，m0和m1是与物理层小区组ID号有关的两个序列，和是m序列的两个不同循环移位，c0(n)和c1(n)是m序列的两个不同循环移位，与主同步信号有关的加扰序列，和是m序列的两个不同循环移位，d(2n)和d(2n+1)是中继本地生成的SSS频域序列SSSS(n)的偶数点序列和奇数点序列，SSSS(n)＝d(2n)+d(2n+1)n＝0,1,…,29由第一步定时同步提供的帧同步结果确定SSS序列，若为前半帧，则此时的SSS序列是对应子帧0的d(2n)与d(2n+1)的之和；反之，则SSS序列表达式是对应子帧5的d(2n)与d(2n+1)的之和，设本地产生频域辅同步信号为SSSS(k)，经过补零后IFFT变换得到中继端的时域辅同步信号ssss(n)，即ssss(n)=1NΣk=0N-1SSSS(k)×ej2πnk/N,n=0,1,...,N-1]]>其中N是时域SSS信号的点数；第三步，利用第一步(2)中得到的中继端接收的PSS信号和第二步(2)中得到的中继本地生成的PSS信号进行整数倍频偏估计过程(1)接收到的PSS时域信号以及中继本地生成的PSS，进行FFT变换到频域RPSS(k)=Σn=0N-1rpss(n)×e-j2πnk/N,k=0,1,...,N-1]]>SPSS(k)=Σn=0N-1spss(n)×e-j2πnk/N,k=0,1,...,N-1]]>上式中，rpss(n)和spss(n)分别表示中继端接收的时域PSS信号和本地生成的时域PSS信号，RPSS(k)和SPSS(k)分别表示经FFT变换后的频域PSS接收信号和本地生成的频域PSS信号，N为FFT变换点数，(2)整数倍频偏估计过程利用第三步(1)中的接收PSS频域信号RPSS(k)乘以本地生成的PSS频域信号SPSS(k)的共轭序列即进行频域互相关运算：RS(d)=Σk=0N-1RPSS(k+d)×SPSS*(k)]]>式中RPSS(k)为中继端接收的PSS频域信号，为中继本地生成的PSS频域共轭序列，N为频域PSS的点数，d为滑动搜索范围，RS(d)代表滑动相关值，最大值处即相关峰值最大时，相关性最好，此时对应的滑动点d即为整数倍频偏，即ϵI=maxd{|RS(d)|}]]>上式中，d为整数倍频偏的估计范围，RS(d)代表频域相关值，εI是整数倍频偏估计的结果；第四步，由第三步中得出的整数倍频偏估计的结果εI，先对中继端的PSS/SSS的接收信号进行整数倍频偏的调整，然后利用相应算法进行小数倍频偏估计(1)由整数倍频偏估计的结果εI对中继接收到的PSS/SSS信号进行整数倍频偏的调整整数倍频偏在频域上表现为，信号偏离整数倍子载波的个数，即可表示为：R'x(k)＝Rx(k‑εI)上式中，不确定值x表示PSS或SSS信号，Rx(k)是中继端的接收的频域PSS/SSS信号，R'x(k)是经过整数倍调整后的接收的频域PSS/SSS信号，而在时域上，则表现为信号的相位旋转，即rx′(n)=e-j2πnϵI/Nrx(n),n=0,1,...,N-1]]>上式中，不确定值x表示PSS或SSS信号，rx(n)是中继端的接收的时域PSS/SSS信号，r'x(n)是经过整数倍调整后的接收的时域PSS/SSS信号，N为PSS序列的点数，(2)进行小数倍频偏估计过程利用(1)得到调整后的接收到的PSS时域信号，与本地生成的PSS时域信号共轭相乘，得到：rsx(n)=rx′(n)×sx*(n),n=0,1,...,N-1]]>上式中，r'x(n)整数倍频偏调整后的PSS接收的时域信号，是中继本地生成的PSS时域信号的共轭序列，N为PSS序列的点数，rsx(n)时域相关值，然后共轭相乘的结果分为两段，前半段与后半段再进行一次相关运算，即Xrsx=Σn=0N/2-1rsx(n)×rsx*(n+N/2)]]>ϵFx=1πAngle(Xrsx)]]>上式中，rsx(n)是时域相关值的前半段序列，是时域相关值后半段的共轭序列，Xrsx是分段相关的结果，εFx表示PSS或SSS的小数倍频偏估计结果，即εFpss或εFsss，Angle表示取相位值，不确定值x表示PSS或SSS信号，联合PSS和SSS的小数倍频偏的平滑估计结果为：εF＝(εFpss+εFsss)/2上式中，εFpss和εFsss分别表示PSS和SSS的小数倍频偏估计结果，εF是联合PSS和SSS的小数倍频偏估计结果，则总的频偏估计结果为：ϵ^=ϵI+ϵF]]>上式中，εI是整数倍频偏估计结果，εF是小数倍频偏估计结果，是总的频偏估计结果，由得到的对原始接收信号进行频偏调整，其调整过程公式与上述第四步(1)相似，频偏估计的归一化均方误差为MMSE公式为：MMSE=1NcΣi=0Nc-1(ϵ^i-ϵ)2]]>式中，Nc为仿真次数，为本发明所使用的频偏估计算法第i次的频偏估计结果，ε为实际的归一化频偏量，MMSE是频偏估计的归一化均方误差，实际频偏量的均方误差MSE公式为：MSE＝MMSE×Δf式中，MMSE是频偏估计的归一化均方误差，MSE是频偏估计的实际均方误差，Δf为子载波间隔。