[发明专利]一种时延多载波调制解调方法

摘要

本发明公开了一种时延多载波调制解调方法，其码元波形结构是由H个余弦子波组成，所有子波依次有不同的时延,各个子波线性叠加构成非正交合成波码元波形；所述子波是幅度变化的基子波，基子波是幅度恒取1的标准余弦波；同时发送端的基子波是在标准的余弦波两端分别加上拖尾0区和拖尾1区的发送修整基子波，接收端经过部分均衡，得到由带拖尾的接收修整子波组成非正交合成波；且本发明使用三种方法进行解调(1)正三角系数矩阵组成的正三角方程组法，(2)逆三角系数矩阵组成的逆三角方程组法，(3)优选法。本发明既保留了时频相混合多载波调制方法高效的优点又降低了复杂度；同时又降低了误比特率。

主权项

一种时延多载波调制解调方法，其特征在于：所述的时延多载波的码元波形结构是，其码元是由H个子波组成的，所有的子波的起始点由码元的起点开始依次移动一定时间段后进行线性叠加得到时延多载波合成波,简称TDMC；其中，所述子波为余弦子波，各个子波离开码元起点的时间段称为时延，第i个子波的时延记为τi，i＝1,…,H，相邻子波起点之间的区间称为时延间隔，每个子波只存在于一定宽度的时间区间内，这个区间称为有效期，第i个子波的有效期表示为Tdi，规定所有子波的起点均在第一个子波有效期内，且第一个子波的起点与所述码元的起始点重合；各子波的频率可以相同或不同，总子波数记为H，其中频率相同的子波形成频域上的一个子信道，且不要求在频域上必须是正交，总共形成K个子信道，将每个子信道中包含的相同频率的子波数记为Lk,k＝1,…,K，Lk＝Lk+1或Lk≠Lk+1，用公式表示的码元波形结构为g(t)=Σi=1Ha‾icosωi(t-τi),i=1,...,H,t∈Tn]]>上式中，cosωi(t‑τi)称为标准余弦基子波，其幅度取恒为1的归一化最大量化幅度，定义归一化量化幅度为最大归一化量化最大幅度为子波为所述基子波乘上具体的量化幅度值后的基子波，所述量化幅度是指其幅度值不是连续变化的，只能取规定的等级中的一个，可表示为属于Q种量化幅度集合中的某一个，Q∈Z，ωi为第i个子波的角频率，τi是第i个子波的时延，第n个码元的周期记为Tn，t∈Tn说明上式只在码元周期Tn内有效，当时g(t)＝0，且Tn＝Tn+1＝T,n＝1,…,N，这里的N为一次连续传输的码元数，所有子波的起点均在第一个子波有效期内，而第一个子波的起点与的Tn起点重合，即τ1＝0，相邻时延差称为时延间隔或子波间隔，记为Tsi＝τi+1‑τi，允许Tdi＝Td(i+1)或Tdi≠Td(i+1)，Ts＝Ts(i+1)或Tsi≠Ts(i+1)，ωi＝ωi+1或ωi≠ωi+1，并且不要求ωi+1‑ωi＝zω0,z∈Z，Z为整数域；同时本发明按Tdi＝Td(i+1)和Ts＝Ts(i+1)为前提来描述，于是，有Ts＝T/(H‑1)，τi＝(i‑1)×Ts，以上的描述中i＝1,…,H，且认为T、H、Td、Ts、ωi和τi为已知，在工程实施中可以根据数字通信中通用的方法来确定；基于上述码元波形结构，其在发送端的码元合成波记为gt(t)=Σi=1Ha‾icosωi(t-τi),i=1,...,H,t∈Tn---(1)]]>对应的在接收端，选择适当的均衡方法做均衡后，将因过信道而失真的波相当近似地恢复到所发送的波形，当对近似度足够满意时,则记接收端的码元合成波为gr(t)=Σi=1Haicosωi(t-τi),i=1,...,H,t∈Tn---(2)]]>其中，子波幅度不是量化幅度，要等解调后再被转化为量化幅度，其通过下述三种方法之一完成解调，其中适当的均衡是指在OFDM或其他现有的数字调制方法的均衡方法种选择一种；所述三种解调方法分别是：(1)以正三角系数矩阵组成的正三角方程组解调法，(2)以逆三角系数矩阵组成的逆三角方程组解调法，(3)优选解调法；所述的以正三角系数矩阵组成的正三角方程组解调法是指通过求解一个正三角方程组而得到各个子波的正向非量化幅度ai，i＝1,…,H，所述正三角方程组为CA＝G     (3)其中，C为正三角系数矩阵，A＝[ai,i＝1,…,H]T为正向解的子波非量化幅度列向量，即正向非量化幅度列向量，G＝[gi,i＝1,…,H]为对码元波形的正向采样值向量；式(3)的解为A＝C‑1G，将求解的结果分为两种形式，一种是量化前的幅度，记为ai，之后按四舍五入的原则转化为量化幅度，记为同时所述正三角系数矩阵C的产生方法描述如下：以时延间隔为采样间隔对式(2)的波形从起始点做采样到最后一个子波起点止，得到如下正向采样值序列：g1=a1cosω1(t1-τ1)=a1g2=a1cosω1(t2-τ1)+a2cosω2(t2-τ2)=a1cosω1(t2-τ1)+a2...............................................gi=a1cosω1(ti-τ1)+...+aicosωi(ti-τi)=a1cosω1(ti-τ1)+...+ai...............................................gH=a1cosω1(tH-τ1)+...+aHcosωH(tH-τi)=a1cosω1(ti-τ1)+...+aH---(4)]]>称这一采样序列为正向采样序列，并构成正向采样列向量G＝[gi,i＝1,…,H]T其中，cosωi(tj‑τi)，i,j＝1,…,H，是已知的，因为ωi、tj和τi都是已知的；于是，令cosωi(tj‑τi)＝wij，可以得到一个正三角系数矩阵其中，wii＝cosωi(ti‑τi)＝1；所述逆三角系数矩阵组成的逆三角方程组解调法是指通过求解一个逆三角方程组而得到各个子波的逆向非量化幅度所述逆三角方程组为其中，为逆三角系数矩阵，为逆向解的子波非量化幅度列向量，即逆向非量化幅度列向量，为对码元波形的逆向采样值向量；式(6)的解为将求解的结果分为两种形式，一种是量化前的幅度，记为之后按四舍五入的原则转化为量化幅度，记为同时所述的逆三角系数矩阵的产生方法描述如下：以时延间隔为采样间隔对式(2)的波形从最后一个子波的结束点起做采样到第一个子波结束点止，得到如下采样值序列：称这一采样序列为逆向采样序列，并构成逆向采样列向量其中，是已知的，因为和都是已知的；于是，令可以得到一个逆三角系数矩阵其中，同时逆向与正向下标的对应关系是：所述优选解调法，具体是指，对上述正和逆三角方程组解调的结果做进一步的判断：mini{||ai1|-|a‾i1||,||ai2|-|a‾i2||}]]>即从两个误差项中求出对于第i个子波幅度最小误差项，该项对应的第i个子波幅度量化值作为最后解；其中，分别代表正向幅度绝对值、正向量化幅度绝对值、逆向幅度绝对值、逆向量化幅度绝对值，并且逆向的幅度的下标已经按式(9)列出的正逆向下标对应关系转为与正向幅度下标一致的下标；也就是说，和对应同一个子波的幅度解，但是由于是两次解，可能并不相等，同样的和对应同一个子波解的量化幅度，但也可能不相等，故加上上标1和2以便区别这种情况的。