[发明专利]一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法

摘要

本发明公开了一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，通过建立信号数学模型，得到基带信号，对接收到的信号进行鉴频，由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱的峰值出现的fs，fs＝1/T处，取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，判断信道好坏。算法利用信号和噪声进行傅立叶变换后谱线的特征作为依据，建立起谱线和信噪比之间的对应关系，利用这种对应关系进行信道质量估计，算法所需数据量少，存储量小，计算速度快，能满足实时通信的要求。

主权项

一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，其特征在于，具体按照以下步骤进行：步骤1，建立信号数学模型；连续相位调制的数学模型为：$d\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{n}g(t-\mathrm{nT})---(4-1)$等效低通波形v(t)为：$v\left(t\right)=\sqrt{\frac{2\mathrm{\ϵ}}{T}}\exp \left\{j\right[{4\mathrm{\πTf}}_d{\∫}_{-\∞}^{t}d\left(t\right)\mathrm{dt}+{\mathrm{\φ}}_0\left]\right\}---(4-2)$其中，f_d是峰值频率偏移，φ₀是载波的初始相位；对应(4‑2)式的载波调制信号表示为：$s\left(t\right)=\sqrt{\frac{2\mathrm{\ϵ}}{T}}\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+\mathrm{\φ}(t;I)+{\mathrm{\φ}}_0]---(4-3)$式中表示载波的时变相位：$\begin{array}{c}\mathrm{\φ}(t;I)=4\mathrm{\π}{\mathrm{Tf}}_d{\∫}_{-\∞}^{t}d\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}\\ ={4\mathrm{\πTf}}_d{\∫}_{-\∞}^t\left[\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{n}g(\mathrm{\τ}-\mathrm{nT})\right]\mathrm{d\τ}\end{array}---(4-4)$在(4‑4)中，虽然d(t)具有不连续性，但是d(t)的积分是连续的；因此得到一个连续相位信号，在nT≤t≤(n+1)T间隔内的载波相位由式(4‑4)的积分确定；因此有：$\begin{array}{c}\mathrm{\φ}(t;I)={2\mathrm{\πf}}_{d}T\underset{k=-\∞}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k+2\mathrm{\π}{f}_d(t-\mathrm{nT})I_n\\ ={\mathrm{\θ}}_n+2\mathrm{\π}{I}_{n}q(t-\mathrm{nT})\end{array}---\left(4\right)$可以看出，θ_n表示直到(n‑1)时的所有符号的累积值，当用(4‑5)式的形式表示信号时，CPFSK变成一般类型的连续相位调制信号的特例，CPM的载波的时变相位是：$\mathrm{\φ}(t;I)=2\mathrm{\π}\underset{k=-\∞}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k{h}_{k}q(t-\mathrm{kT}),(\mathrm{nT}\≤t\≤(n+1)T)---(4-6)$选取的相位脉冲g(t)为L＝1时LRC的脉冲：脉冲g(t)的积分q(t)为：$q\left(t\right)={\∫}_0^{t}g\left(t\right)\mathrm{dt}---(4-8)$如果对t＞T有g(t)＝0，则CPM信号称为全相应CPM；如果对t＞T有g(t)≠0，则已调信号称为部分相应CPM；步骤2，假定信道为加性高斯白噪声信道，接收到的基带信号可以表示为：r(t)＝s_B(t)+n(t)   (4‑9)其中为等效复基带信号，n(t)为加性高斯白噪声；取T＝1/32000，h＝1/4，M＝2，L＝1，这样得到g(t)和q(t)的图形，由于接收机载波频率误差、相位误差以及传输过程的影响，接收信号r(t)s(t)相比会存在一定的频差和相位差，对接收到的信号进行鉴频得到：$\begin{array}{c}r\left(j\right)=r_q\left(j\right)\×f_i(j+1)-r_i\left(j\right)r_q(j+1)\\ =\left\{(r^2\cos (\mathrm{\θ}{(j+1)}^{*}\sin \left(\mathrm{\θ}\left(j\right)\right)-r^2\cos {\left(\mathrm{\θ}\left(j\right)\right)}^{*}\sin \left(\mathrm{\θ}(j+1)\right)\right\}/\mathrm{\Δt}\\ \≈\left\{r^2\cos (\mathrm{\θ}(j+1)-\mathrm{\θ}\left(j\right))\right\}/\mathrm{\Δt}\\ \≈\left\{r^2(\mathrm{\θ}(j+1)-\mathrm{\θ}\left(j\right))\right\}/\mathrm{\Δt}\\ \≈{2\mathrm{\πr}}^{2}g(t-\mathrm{nT})\end{array}---(4-10)$对2CPFSK，L＝1，RC鉴频后的信号取绝对值得到：$\left|{2\mathrm{\πr}}^{2}g(t-\mathrm{nT})\right|=\left|\frac{\mathrm{\π}}{T}(1-\cos \left({2\mathrm{\πr}}^{2}t\right))\right|---\left(\text{4-11}\right)$然后进行傅立叶变换：$\begin{array}{c}\mathrm{FT}\left[\right|r\left(j\right)\left|\right]=\mathrm{FT}\left[\right|{2\mathrm{\πr}}^{2}g(t-\mathrm{nT})\left|\right]\\ ={2\mathrm{\πr}}^2\mathrm{FT}\left[\right|g(t-\mathrm{nT})\left|\right]\\ =r^2\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}\left(\mathrm{\ω}{-\mathrm{n\ω}}_c\right)\end{array}---(4-12)$式(4‑12)中ω_c信号的中心频率；由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱的峰值出现的fs，fs＝1/T处，取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，判断信道好坏。