[发明专利]三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置及其控制方法

摘要

三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置及其控制方法，它涉及一种MMC无功补偿装置及其控制方法。本发明是为了解决现有技术的无功补偿装置存在在三相电网电压不平衡状态下三相间的能量流动性差，系统工作效率低，安全性和稳定性差的问题。本发明主控部分的第一控制器采用基于前馈解耦的正负序分离的双环控制策略生成三相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动信号；第二控制器采用在对环流进行正负序分离的基础上，通过对第二H桥单元自身电容电压的均衡控制和抑制系统环流控制策略结合，生成三相调制信号。本发明在电网不平衡的情况下能快速、安全、稳定进行工作。

主权项

1.三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，包括：主控部分和驱动单元，其特征在于：所述主控部分包括第一控制器和第二控制器，所述第一控制器包括正负序分离单元、正序电流控制环、负序电流控制环、第一调制单元和电容电压排序单元，所述正负序分离单元的正序输出端和负序输出端分别接入正序电流控制环和负序电流控制环，正序电流控制环的输出端和负序电流控制环的输出端连接第一调制单元，第一调制单元的输出通过电容电压排序单元连接驱动单元，所述第二控制器包括正序环流控制环、负序环流控制环和第二调制单元，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二调制单元连接驱动单元；所述正负序分离单元包括电压正负序分离模块、电流正负序分离模块、锁相环、三角转换模块、第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，电压正负序分离模块的正序电压输出端依次通过锁相环和三角转换模块连接第一坐标转换模块，电流正负序转换模块的输出端分别连接第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，第一坐标转换模块的输出端为正序输出端，第二坐标转换模块的输出端为负序输出端；所述正序电流控制环和负序电流控制环的结构相同，正序电流控制环包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、第四比较器、第五比较器、第一PI控制器、第二PI控制器、第三PI控制器、第一电抗器、第二电抗器和第三坐标转换模块，第一比较器的输出端经过第一PI控制器连接第三比较器，所述正负序分离单元的正序输出端分别连接第二比较器、第三比较器第一电抗器和第二电抗器，第三比较器的输出端依次连接第三PI控制器、第五比较器和第三坐标转换模块，第二比较器的输出端依次连接第二PI控制器、第四比较器和第三坐标转换模块，所述第一电抗器的输出端连接第四比较器，第二电抗器的输出端连接第五比较器，所述第三坐标转换模块的输出端为正序电流控制环的输出端，正序电流控制环的输出端和负序电流控制环的输出端通过第一比较器组连接第一调制单元；所述第二控制器的正序环流控制环和负序环流控制环的结构相同，正序环流控制环包括第六比较器、第七比较器、第八比较器、第九比较器、第十比较器、第四PI控制器、第五PI控制器、第一函数模块、第二函数模块、比例调节模块和平分模块，所述第六比较器的输出端依次连接第四PI控制器、第一函数模块和第八比较器，第七比较器的输出端依次连接第五PI控制器、第二函数模块和第九比较器，所述第十比较器的输出端依次连接比例调节模块和平分模块，平分模块的输出端分别连接第八比较器和第九比较器，第八比较器和第九比较器的输出端为正序环流控制环的输出端，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二比较器组连接第二调制单元；所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置包括MMC换流器，所述MMC换流器包括结构相同的三相上桥臂和三相下桥臂，每相上、下桥臂均包括串联连接的的第一H桥单元、第二H桥单元和若干半桥单元；采用双H桥MMC换流器作为STATCOM的主电路，加入的第一个H桥单元的电容电压为半桥单元电容电压的一半，使MMC输出电平由2n+1提高到4n+1，使得输出电压更接近于正弦波，谐波含量小；所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，主控部分的第一控制器利用正负序分离的电流检测方法对电流进行检测，采用基于前馈解耦的正负序分离双环控制策略生成三相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动信号；第二控制器采用对环流进行正负序分离的基础上，通过对第二H桥单元自身电容电压的均衡控制和抑制环流控制策略结合，生成三相调制信号；所述正负序分离的电流检测过程包括：利用延迟法获取电网电压的三相正序分量，将电网电压的三相正序分量作为参考坐标，对变流器输出的三相电流进行ip‑iq检测；所述延迟方法获取电网电压三相正负序分量的过程包括：在三相电网电压不平衡时，由对称分量法得到：式中ux+( t )、ux‑( t )、ux0( t )分别是电压的正序、负序和零序分量，x代表a、b、c三相；采用Y型无中线连接方式，由上式得：由上式得到：得到三相电压的正负序分量，如下式所示；ua+( t )＝1/3[ua( t )‑ub( t‑T/6 )+uc( t‑T/3 )]ua‑( t )＝1/3[ua( t )‑ub( t‑T/3 )+uc( t‑T/6 )]ub+( t )＝1/3[ua( t‑T/3 )+ub( t )‑uc( t‑T/6 )]ub‑( t )＝1/3[‑ua( t‑T/6 )+ub( t )‑uc( t‑T/3 )]所述第二控制器将每一相环流进行正负序分离，得到的正序环流和负序环流分别与环流参考值icir ,ref进行比较，得到的结果通过比例调节形成第二H桥单元的电压参考值，将这个参考值平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂的第二H桥单元的电压参考，得到a相第二H桥单元的调制波；所述第二控制器实现第二H桥单元电容电压均衡的过程包括：每一相上、下桥臂第二H单元电容电压的给定值VH2 ,ref与第二H桥单元的实际电容电压进行比较，经过PI调节后，其输出乘以该桥臂电流的符号函数；若桥臂电流大于0，则符号函数为+1；若桥臂电流小于0，则符号函数为‑1；将电压给定值Vr ,ref( r＝P ,N )与三角载波比较后得到PWM波，经驱动单元驱动第二H单元中的功率开关管，对第二H桥单元电容进行充放电控制；所述双H桥MMC拓扑采用第二H桥单元进行环流抑制，不用进行二倍频的负序坐标变换，占用的软件资源相对来说比较少；并且第二H桥单元的电容电压对MMC输出的影响可以忽略；利用正负序分离法得到环流的正序分量和负序分量，并分别进行环流抑制控制。