[发明专利]级联双有源桥DC-DC变换器的最小电流应力控制方法

摘要

本发明公开了级联双有源桥DC‑DC变换器的最小电流应力控制方法。本发明将双有源桥DC‑DC变换器采用输入侧串联输出侧并联的连接方式能增大传输功率，降低对开关器件耐压的要求，在实际工程中具有广泛应用。所提出的最小电流应力控制方法适用于输入侧串联输出侧并联的级联拓扑结构，能够在电路参数存在差异的情况下实现输入均压，采用三重移相的调制方式实现了对变换器的电流应力的优化，该方法控制实施简单，无需电感参数，避免了电感误差对控制所造成的影响，具有广泛的适用性，能有效减小电流应力，减小损耗提高传输效率，并且无需采样电流，降低了成本，具有实际工程应用价值。

主权项

1.一种级联双有源桥DC‑DC变换器的最小电流应力控制方法，其特征在于，应用该控制方法的级联双有源桥DC‑DC变换器的拓扑结构包括直流电压源、n个拓扑结构相同的双有源桥DC‑DC变换器、负载电阻R；所述双有源桥DC‑DC变换器由一个输入电容C_i1(i＝1,2,…n)，一个原边H桥H_i1(i＝1,2,…n)，一个等效电感L_i(i＝1,2,…n)，一个高频变压器T_i(i＝1,2,…n)，一个副边H桥H_i2(i＝1,2,…n)，一个输出电容C_i2(i＝1,2,…n)；所述原边H桥H_i1由四个开关管、四个反并联二极管组成，四个开关管分别记为S_i1(i＝1,2,…n)、S_i2(i＝1,2,…n)、S_i3(i＝1,2,…n)、S_i4(i＝1,2,…n)，四个反并联二极管分别记为W_i1(i＝1,2,…n)、W_i2(i＝1,2,…n)、W_i3(i＝1,2,…n)、W_i4(i＝1,2,…n)；所述副边H桥H_i2由四个开关管、四个反并联二极管组成，四个开关管分别记为S_i5(i＝1,2,…n)、S_i6(i＝1,2,…n)、S_i7(i＝1,2,…n)、S_i8(i＝1,2,…n)，四个反并联二极管分别记为W_i5(i＝1,2,…n)、W_i6(i＝1,2,…n)、W_i7(i＝1,2,…n)、W_i8(i＝1,2,…n)；所述直流电压源的正极与第一个双有源桥DC‑DC变换器输入电容C₁₁正端相连，n个双有源桥DC‑DC变换器的输入侧串联，第n个双有源桥DC‑DC变换器输入电容C_n1负端与直流电压源的负极相连，n个双有源桥DC‑DC变换器的输出侧并联后再与负载电阻R并联；所述控制方法包括如下步骤：步骤1，将n个双有源桥DC‑DC变换器中的任一个双有源桥DC‑DC变换器记为变换器i(i＝1,2,…n)，采样输出电压U_O、直流电压源的输入电压U_IN和变换器i的输入侧电压U_i(i＝1,2,…n)，并计算得到变换器i的电压传输比K_i(i＝1,2,…n),K_i＝U_i/N_iU_O(i＝1,2,…n)，其中N_i为高频变压器T_i的变比；步骤2，先将输出电压给定值U_ref与步骤1采样得到的输出电压U_O作差得到输出电压误差信号ΔU_O,ΔU_O＝U_ref‑U_O,然后将输出电压误差信号ΔU_O作为PI调节器M的输入，PI调节器M的输出为基准传输功率p，所述PI调节器M为比例积分调节器，其传递函数G_PIM(S)表达式为：其中，S为拉普拉斯算子，k_PM为PI调节器M的比例系数，k_IM为PI调节器M的积分系数；步骤3，先将变换器i的输入侧电压指令值U_Iref与步骤1采样得到的变换器i输入侧电压U_i作差得到输入电压误差信号ΔU_i(i＝1,2,…n)，ΔU_i＝U_Iref‑U_i，式中然后将输入电压误差信号ΔU_i作为PI调节器i(i＝1,2,…n)的输入，PI调节器i的输出为变换器i的调节功率Δp_i(i＝1,2,…n)，所述PI调节器i为比例积分调节器，其传递函数G_PIi(S)表达式为；其中i＝1,2,…n，S为拉普拉斯算子，k_Pi为PI调节器i的比例系数，k_Ii为PI调节器i的积分系数；步骤4，将步骤2得到的基准传输功率p与步骤3得到调节功率Δp_i作差得到变换器i的传输功率p_i(i＝1,2,…n)，p_i＝p‑Δp_i，限幅0≤p_i≤1；步骤5，根据步骤4得到的传输功率p_i和步骤1得到的电压传输比K_i，确定变换器i的原边H桥H_i1的桥内移相比D_i1(i＝1,2,…n)、变换器i的桥间移相比D_i2(i＝1,2,…n)、变换器i的副边H桥H_i2(i＝1,2,…n)的桥内移相比D_i3(i＝1,2,…n),若p_i＜p_mi，则：若p_i≥p_mi，则：其中，p_mi(i＝1,2,…n)为变换器i的临界功率，步骤6，根据三重移相控制方法，分别以开关管S_i1、开关管S_i2的驱动信号Q_i1和Q_i2为基准，通过步骤5得到的原边H桥H_i1的桥内移相比D_i1、桥间移相比D_i2、副边H桥H_i2的桥内移相比D_i3，生成分别与开关管S_i3、开关管S_i4、开关管S_i5、开关管S_i6、开关管S_i7、开关管S_i8相对应的驱动信号Q_i3、Q_i4、Q_i5、Q_i6、Q_i7和Q_i8，并通过开关管S_i1的驱动信号Q_i1、开关管S_i2的驱动信号Q_i2、开关管S_i3的驱动信号Q_i3、开关管S_i4的驱动信号Q_i4、开关管S_i5的驱动信号Q_i5、开关管S_i6的驱动信号Q_i6、开关管S_i7的驱动信号Q_i7和开关管S_i8的驱动信号Q_i8驱动各个开关管，使得输入侧电压U_i和输出电压U_o分别稳定在输入侧电压指令值U_Iref、输出电压给定值U_ref；所述三重移相控制方法的具体内容包括：(1)n个双有源桥DC‑DC变换器的开关周期T_S相同；开关管S_i1的驱动信号Q_i1相位完全相同，开关管S_i2的驱动信号Q_i2相位完全相同；(2)同一个双有源桥DC‑DC变换器中,开关管S_i1与S_i2、开关管S_i3与开关管S_i4、开关管S_i5与开关管S_i6、开关管S_i7与开关管S_i8互补导通；(3)以开关管S_i1的驱动信号Q_i1为基准，将得到的原边H桥H_i1的桥内移相比D_i1、桥间移相比D_i2、副边H桥H_i2的桥内移相比D_i3生成分别与开关管S_i4、开关管S_i5、开关管S_i8相对应的驱动信号Q_i4、Q_i5、Q_i8，且：同一个变换器中，开关管S_i4的驱动信号Q_i4滞后于开关管S_i1的驱动信号Q_i1，滞后时间为原边移相时间T_i1(i＝1,2,…n)，同一个变换器中，开关管S_i5的驱动信号Q_i5滞后于开关管S_i1的驱动信号Q_i1，滞后时间为桥间移相时间T_i2(i＝1,2,…n)，同一个变换器中，开关管S_i8的驱动信号Q_i8(i＝1,2,…n)滞后于开关管S_i1的驱动信号Q_i1，滞后时间为副边移相时间T_i3(i＝1,2,…n)，(4)以开关管S_i2的驱动信号Q_i2为基准，将得到的原边H桥H_i1的桥内移相比D_i1、桥间移相比D_i2、副边H桥H_i2的桥内移相比D_i3生成分别与开关管S_i3、开关管S_i6、开关管S_i7相对应的驱动信号Q_i3、Q_i6、Q_i7，且：同一个变换器中，开关管S_i3的驱动信号Q_i3滞后于开关管S_i2的驱动信号Q_i2，滞后时间为原边移相时间T_i1，同一个变换器中，开关管S_i6的驱动信号Q_i6滞后于开关管S_i2的驱动信号Q_i2，滞后时间为桥间移相时间T_i2(i＝1,2,…n)，同一个变换器中，开关管S_i7的驱动信号Q_i7滞后于开关管S_i2的驱动信号Q_i2，滞后时间为副边移相时间T_i3，