[发明专利]一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法

摘要

本发明公开一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，该功率放大器包括输入匹配网络、功率放大器、输出匹配网络、栅极偏置网络、漏极供电网络。本发明提出了一个新的目标函数，能够同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗；提出了二维度优化方法，传输线的宽度和长度都作为优化变量，在工作频带内合成的基波阻抗和二次谐波阻抗都接近且随着目标阻抗值的变化而变化，这样增加了匹配的灵活度、增强了匹配的效果，能更好地增强J类功率放大器的宽带特性和效率特性。本发明在高效率宽带功率放大器应用背景下，针对宽带高效率设计方法需求，具有结构简单、设计步骤流程化、适用性更加广泛的优点。

主权项

1.一种宽带高效率J类功率放大器的设计方法，该宽带高效率J类功率放大器包括输入匹配网络1、功率放大器2、输出匹配网络3、栅极偏置网络4、漏极供电网络5；/n所述输入匹配网络1包括顺序连接的第一串联传输线11、第二串联传输线12、第三串联传输线14、第四串联传输线15；第一并联短路传输线13的一端与第二串联传输线12的一端、第三串联传输线14的一端连接(即第一并联短路传输线13、第二串联传输线12、第三串联传输线14并联)，第一并联短路传输线13的另一端与栅极偏置网络4连接；第一串联传输线11的一端作为输入匹配网络1的输入端，另一端与第二串联传输线12的另一端连接；第四串联传输线15的一端作为输入匹配网络1的输出端，另一端与第三串联传输线14的另一端连接；该输入匹配网络1的输出端与功率放大器2的栅极连接；/n所述输出匹配网络3包括顺序连接的第五串联传输线31、第六串联传输线34；第二并联短路传输线32的一端与第五串联传输线31的一端、第六串联传输线34的一端、第三并联开路传输线33的一端连接(即第二并联短路传输线32、第五串联传输线31、第六串联传输线34、第三并联开路传输线33并联)，第二并联短路传输线32的另一端与漏极供电网络5连接；第三并联开路传输线33的另一端开路；第五串联传输线31的另一端作为输出匹配网络3的输入端，第六串联传输线34的另一端作为输出匹配网络3的输出端；该输出匹配网络3的输入端与功率放大器2的漏极连接；/n所述栅极偏置网络4包括栅极电源V_GS，3个旁路电容C41-C43；其中栅极电源V_GS一端连接第一并联短路传输线13，另一端与旁路电容C41的一端、旁路电容C42的一端、旁路电容C43的一端连接，旁路电容C41、C42、C43的另一端全部接地；/n所述漏极供电网络5包括栅极电源V_DS，3个旁路电容C51-C53；其中漏极电源V_DS一端连接第二并联短路传输线32，另一端与旁路电容C51的一端、旁路电容C52的一端、旁路电容C53连接，旁路电容C51、C52、C53的另一端全部接地；/n所述输入匹配网络1的输入端和输出匹配网络3的输出端均串联一个耦合电容C6；/n其特征在于该方法具体是：/n步骤1、按照设计指标，根据功率放大器2的器件模型，通过ADS软件进行谐波负载牵引仿真，在工作频带内获取功率放大器2的输入阻抗目标值Z_opt,,s、基波阻抗目标值Z_opt,1和二次谐波阻抗目标值Z_opt,2；/n步骤2、调试输出匹配网络3/nS21、选择并确定输出匹配网络3的结构；/nS22、根据由公式(1)-(3)可知，输出匹配网络3中的各传输线的ABCD矩阵，由于ABCD矩阵具有级乘特性，那么输出匹配网络3总的ABCD矩阵就可以由这四段传输线各自的ABCD矩阵级乘得到；/n串联传输线(a)的ABCD矩阵为/n /n其中θ是传输线的电长度；/n并联开路传输线(b)的ABCD矩阵为/n /n并联短路传输线(c)的ABCD矩阵为/n /n式中Z_e是传输线的特征阻抗，λ定义为/n /n式中f为工作频率，传输线的长度是λ/8，f_e是传输线的截止频率；/n输出匹配网络3总的ABCD矩阵为/n /n式中Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄分别是传输线31、32、33和34的特征阻抗并且作为优化变量，/nλ₃₁、λ₃₂、λ₃₃和λ₃₄由公式(4)计算得到λ₃₁＝j·tan(2πf/8/f₃₁)，λ₃₂＝j·tan(2πf/8/f₃₂)，λ₃₃＝j·tan(2πf/8/f₃₃)，λ₃₄＝j·tan(2πf/8/f₃₄)，式中f为工作频带，每段传输线的长度为λ/8，f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄分别是传输线31、32、33和34的截止频率并且作为优化变量构成二维度优化；/nS23、将上一步骤S22中得到的输出匹配网络3总的ABCD矩阵转化为S参数矩阵：/n /n式中Δ＝A_glb+B_glb+C_glb+D_glb，Z₀为负载阻抗；对于单端匹配网络来说，也就是负载阻抗等于Z₀，那么输出匹配网络3合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)通过式(7)可知：/n /nS24、计算步骤S23中合成的基波阻抗Z_in,1(λ)和步骤S1中得到的基波阻抗目标值Z_opt,1(λ)之间的差值ΔZ_diff,1：/n /n式中N为工作频带内选取频点的总数，λ_i是工作频带内的第i个频点；/n同理，可以计算出合成的二次谐波阻抗Z_in,2(λ)和获取的二次谐波阻抗目标值Z_opt,2(λ)之间的差值ΔZ_diff,2：/n /n为了实现同时控制基波阻抗和二次谐波阻抗的设计，现引入两个系数α和β构成一个新的目标函数：/nminΔZ_output＝α·ΔZ_diff,1+β·ΔZ_diff,2 (10)/n式中minΔZ_output是输出端基波阻抗之间的差值和二次谐波阻抗之间的差值构成的目标函数，α和β都是正实数，且严格满足α+β＝1；/nS25、对上述得到的输出端目标函数(10)进行最小值优化，求解出特征阻抗Z₃₁、Z₃₂、Z₃₃和Z₃₄以及截止频率f₃₁、f₃₂、f₃₃和f₃₄，进而确定输出匹配网络3中的尺寸参数；/n步骤3、调试输入匹配网络1，同理步骤2；/n步骤4、调试栅极偏置网络4、漏极供电网络5/n栅极偏置网络4和漏极供电网络5为功率放大器晶体管提供偏置电压，将功率放大器晶体管偏置到B类；/n将输入匹配网络1与栅极偏置网络4连接，使第一并联短路传输线13产生短路状态；将输出匹配网络3与漏极供电网络5连接，使第二并联短路传输线32产生短路状态；再将输入匹配网络1、功率放大器2和输出匹配网络3连接，得到最终的宽带高效率J类功率放大器。/n