[发明专利]直接变换接收装置

说明书

                        技术领域

本发明涉及采用将接收频率直接变频为基带频率的直接变换接收方式的接收装置。

                        背景技术

直接变换接收方式是通过将接收到的RF信号(高频信号)和与该信号相同频率的本机信号在混频器进行混合，从而将该接收到的RF信号直接变频为基带信号并进行检波的接收方式。该直接变换接收方式与作为目前接收方式主流的超外差式接收方式相比，不需要IF滤波器等中频(IF)电路而适于IC化，所以被期待成为适合接收机的小型化、低消耗功率化、低成本化的接收方式。以下，参照图1来说明采用了现有的直接变换接收方式的接收装置(以下简称为‘直接变换接收装置’)。图1是表示现有的直接变换接收装置的结构方框图。

天线11接收到的RF信号通过RF带通滤波器12，由RF放大器13放大后，由功率分配器14分配为两个。

另一方面，从本机振荡器17供给的本机信号(Lo信号)通过90°分配器18进行分配，送至混频器15和混频器16。再者，送至混频器15和混频器16的本机信号成为相互具有90°的相位差的信号。

功率分配器14分配的各信号分别通过混频器15和混频器16与来自90°分配器18的本机信号进行混合，从而变频为基带信号。因此，通过混频器15和混频器16获得的基带信号成为相互具有90°的相位差的信号。

通过混频器15和混频器16获得的基带信号分别通过低通滤波器19、20，由基带放大器21、22进行放大，由A/D变换器23、24进行采样处理。由A/D变换器23和A/D变换器24采样处理过的I(同相)分量和Q(正交)分量的基带信号被送至数字信号处理电路等。

这样的直接变换接收方式不需要IF电路，所以是适合接收机的小型化、低消耗功率化、低成本化的方式。

但是，在上述现有的直接变换接收装置中，存在以下的问题。即，各混频器15、16中的Lo-RF端口间和Lo-BB端口间的隔离不完全，所以来自本机振荡器17的本机信号漏泄到BB端口和RF端口。这里，BB端口相当于低通滤波器19、20侧的端口，RF端口相当于功率分配器14侧的端口。

漏泄到BB端口的本机信号由各低通滤波器19、20除去，所以没有问题。，但是，漏泄到RF端口的本机信号是与接收信号频率相同的信号，所以存在问题。

即，首先，第1，漏泄到RF端口的本机信号是与期望信号相同频率的信号，所以通过RF带通滤波器12从天线11发射。于是，从天线11发射的电波成为不期望的电波，成为对其他终端的干扰波。

第2，漏泄到RF端口的本机信号由功率分配器14、RF放大器13或RF带通滤波器12反射，被输入到混频器15和混频器16。因此，在该混频器15或混频器16中，通过将来自分配器18的本机信号和反射输入的本机信号进行乘法，来进行自身检波。

如果由混频器15、16进行自身检波，那么对低通滤波器19、20分别输出DC偏差，即直流分量。即，在通过混频器15、16得到的基带信号上附加了DC偏差。其结果，通过混频器15、16得到的基带信号受到DC偏差的影响，其电压升高或降低。DC偏差造成的电压变化在上述的A/D变换时成为问题。

因此，在本机信号漏泄到RF端口的情况下，由于混频器15、16中的自身检波引起的DC偏差，所以在本接收装置中接收灵敏度受到抑制，产生接收差错率特性的恶化。

如以上那样，在现有的直接变换接收装置中，由于本机信号的漏泄，所以存在产生来自天线的不期望发射，因DC偏差使差错率特性恶化的问题。

为了防止以上的问题，在(日本)特开平6-268546号公报中披露了以下的方法。即，由功率分配器14将接收到的RF信号分配为四个，使分配的各RF信号分别通过0°、90°、180°和270°的移相器。根据该结构，对于从混频器漏泄到天线侧的本机信号来说，分别赋予0°、90°、180°和270°的相位差。由此，漏泄的各本机信号在由功率分配器进行加法时被抵消。其结果，可以防止来自天线的本机信号的不期望发射。

但是，在该方法中，即使可以防止来自天线的不期望发射，仍不能防止DC偏差的产生。即，从混频器漏泄到天线侧的本机信号由功率分配器或移相器反射而被输入到混频器。其结果，在混频器中进行自身检波，所以产生DC偏差。

                        发明内容

本发明的目的在于提供一种直接变换接收装置，防止来自天线的不期望发射，并且防止DC偏差造成的差错率特性的恶化。