[发明专利]低输出电压DC－DC变换器的自驱动同步整流电路

说明书

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器电路，更具体的是涉及使用初级驱动电压的自驱动同步整流器电路，其中所述初级驱动电压在一部分导电周期(power conduction cycle)内保持零电压。

背景技术

电子领域的技术进步导致越来越多的电子器件被集成到越来越小的电路中。这种趋势产生了对提供相对较低，例如低于3.3伏的供电电压的电源的需求。这种低电压电源的效率通常低于电压较高的电源，其原因部分在于电源的半导体器件上的电压降。本领域已知一种被称作自驱动同步整流、在低输出功率应用中产生相对较高功效的功率变换方法。

图1图解了常规自驱动同步整流电路10的例子。自驱动同步整流电路10被连接到变压器的次级线圈12，并且包含均配备MOSFET器件的第一和第二整流器14，16。第一整流器14具有被连接到次级线圈12的第一端(first end)A的漏极端子，而第二整流器16具有被连接到次级线圈的第二端(second end)B的漏极端子。第一整流器14的控制极端子被连接到次级线圈12的第二端B，而第二整流器16的控制极端子被连接到变压器次级线圈的第一端A。第一和第二整流器14，16的源极端子均被接地。如图1所示，第一和第二整流器14，16均在其漏极端子和源极端子之间包含相应的体二极管。同步整流电路10具有通过第一输出存储扼流圈22被连接到次级线圈12的第一端A并且通过第二输出存储扼流圈24被连接到次级线圈的第二端B的输出端子。通过输出端子和地线之间连接的负载可以得出输出电压(V_o)。电容器26被连接在输出端子和地线之间以便过滤整流输出电压的高频分量。

参照图2的驱动电压波形图解图1的自驱动同步整流电路10的操作。在图2中，变压器(V_A-B)的次级线圈12的A端和B端之间的驱动电压被表述成一系列具有预定工作周期的矩形脉冲，这些矩形脉冲在正电压和负电压之间交替。值得注意的是，在导电周期的正电压部分和负电压部分之间的切换期间，电压V_A-B保持为零。在导电周期的正电压期间(即时间t₁)，A端上的电压相对于B端上的电压为正，导致第二整流器16开启而第一整流器14关闭。这构成一个通过变压器次级线圈12，第一存储扼流圈22和第二整流器16向输出端子和地线之间的负载提供输出功率的电流路径。反之，在导电周期的负电压期间(即时间t₃)，B端上的电压相对于A端上的电压为正，第一整流器14开启而第二整流器16关闭。这构成一个通过变压器次级线圈12，第二存储扼流圈24和第一整流器14向输出端子和地线之间的负载提供输出功率的电流路径。这样，在导电周期的正和负电压部分内均向变压器的次级端供电。由于流向负载的电流是次级线圈中电流的两倍，这种同步整流电路的具体形式被通称为“电流倍增器”。

理想情况下，导电周期是在周期的正部分和负部分之间没有零电压切换时间的理想方波。对于这种理想化的导电周期，整流器14，16的控制极驱动与流经MOSFET器件的体二极管的电流同步。这样，当整流器14，16被切断时只有很小的电流流过器件的体二极管。由于会产生导致基本(substantial)功率损耗，即效率降低的电压降，不期望整流器14，16的体二极管在导电周期的基本部分期间导电。然而实际上这种理想化导电周期难以实现并且在导电周期的正部分和负部分之间不可避免地会出现零电压切换时间。零电压切换时间导致出现这样的情况，即两个整流器均被关闭而电流仍然流过同步整流电路，使得电流流过整流器的体二极管。

更具体地，在导电周期的正和负部分之间的第一和第二切换时间(即时间t₂和t₄)内，驱动电压V_A-B为零并且第一整流器14与第二整流器16均被关闭。第一存储扼流圈22的磁化电流流过第一整流器14的体二极管，而第二存储扼流圈24的磁化电流流过第二整流器16的体二极管。磁化电流流过整流器的体二极管导致同步整流电路的基本效率降低。

因此，期望提供能够使用初级驱动电压有效工作的自驱动同步整流电路，其中所述初级驱动电压在一部分导电周期内保持零电压。

发明内容