[发明专利]具有抗干扰保护的非浸入性滤波器的连续时间∑△模拟数字转换器

说明书

技术领域

本发明涉及一种无线电信号处理领域，更具体地，涉及无线电信号的模拟数字转换和滤波。

背景技术

诸如移动电话之类的许多无线电通信设备包括接收机(或收发机)，其配置用于接收模拟无线电信号，然后选择属于所选带宽的那些模拟无线电信号，然后在对信号进行解调之前将选定的模拟信号转换为数字信号。

当接收机(或收发机)设计用于工作于多标准环境下时，其还会转换和处理不需要的干扰，所述干扰可能使接收机(或收发机)灵敏度降低，并且因此降低接收质量。

已经提出了几种解决方案以抑制不需要的干扰。

第一传统解决方案包括在模拟数字转换器(ADC)之前使用模拟预滤波器、并且在ADC之后使用数字滤波器。限定了接收机基带部分的模拟预滤波器包括滤波器和可编程增益放大器(PGA)的级联。滤波器的级联将干扰减小到所选级别以避免ADC过载，而PGA将信号限制在预定的所选级别之下以减小ADC的动态范围。

每一个模拟部件都增加噪声和失真，这减小了接收机的灵敏性。此外，偏移和增益或相位误差是累加因子，并且校正需要许多校准和控制回路，这增加了设计时间、复杂度和风险。

第二解决方案包括使用全数字结构，而没有任何模拟滤波器或PGA。整个信号处理(滤波和字长的缩放)发生在数字域，这提供较高的灵活性。例如，在信道滤波、干扰滤波和噪声整形数字滤波之后使用sigma-delta(∑Δ)ADC(允许低功耗和抗混淆滤波特征)。

因为干扰滤波在模拟数字转换之后发生，所以输入ADC的模拟信号包括需要的信号和不需要的信号。因此，ADC的带宽和动态范围需要非常高。此外，ADC需要是严格线性的，以防止较大干扰的互调失真的风险，所述较大干扰将扰乱属于较弱信道的需要信号的接收，如在具有UTRA/FDD波段II干扰的UMTS标准的情况下。由于这些缺点，全数字结构要求大量功率。

第三解决方案包括使用包括干扰滤波功能的sigma-delta(∑Δ)ADC。

该方案在2004年2月，ISSCC Dig.Tech.Papers，86-87页，K.Philips等人的“A 2mW 89dB DR Continuous-Time ∑Δ ADC with increasedImmunity to Wide-Band Interferers”文献中进行了描述。通过向传统∑ΔADC增加高通反馈通道、并且在正向通道上增加补偿低通滤波器以维持稳定性，在ADC中实现了滤波。所介绍的解决方案示出了1MHz带宽中89dB的输入基准(inter-referred)动态范围、以及小于2mW的功耗。n阶连续时间反馈或前馈拓扑布局本质上提供抗混淆滤波。

n阶连续时间反馈拓扑布局在高频处具有n阶低通滤波信号传递函数(STF)，而n阶连续时间前馈拓扑布局在高频处具有一阶低通滤波STF。因此，n阶连续时间反馈拓扑布局提供比n阶连续时间前馈布局更多地滤波，并且更倾向于将其用于滤波。不幸地，当干扰在有关带宽上边带之上至少一个10倍程(decade)时，后一种滤波变得有效。所以，其确实不适合于高数字化的多标准和/或多模式接收机(或收发机)，更具体地，不适合于TDMA、CDMA和W-CDMA的共同波段(co-banding)。

还在专利文献WO 01/03312中进行了描述第三解决方案。这里，使用分布加权的前馈拓扑布局和分布加权的反馈拓扑，分别向一系列积分器供应待转换的模拟信号和由量化器输出的数字信号。利用该双重拓扑布局，能够在ADC的信号传递函数(STF)中引入至少一个“陷波(notch)”，因此可以抑制属于与陷波相对应频带的不需要干扰。

然而，可以引入的陷波的数目依赖于滤波器的阶数(L，即积分器的数目)。当滤波器的阶数(L)是偶数时，陷波的数目有效地限制为L/2，当滤波器的阶数是奇数时，陷波的数据有效地限制为(L-1)/2。因此，为了引入陷波，滤波器阶数必须大于或等于2，这排除了在所谓的MASH结构中经常使用的一阶滤波器，例如MASH-2-1、MASH-1-2、MASH-1-1和MASH-1-1-1。

此外，陷波的实现缓和了STF的两个极点，将强滤波(far filtering)从20*L dB/10减小到20*[L-(2*n)]dB/10，其中n是陷波的数目。

再者，噪声传递函数(NTF)受限于所使用的分布加权的前馈拓扑布局。