[发明专利]基于分数倍采样的滤波器组及其滤波方法

说明书

技术领域

本发明涉及一种多子带滤波器组的实现方法及其装置。

背景技术

在最近几年，无线通信系统的传输带宽越来越广。在宽带移动通信和宽带无线接入网络中，多址技术被用于支持多用户数据传输，其中包括FDMA，TDMA和CDMA。考虑到改善系统的吞吐量，将FDMA和TDMA进行结合成为主要趋势。目前FDMA系统可以由多载波频分多址(MC-FDMA)和单载波频分多址(SC-FDMA)来实现。MC-FDMA的颗粒度较好并且可以采用简单的频域均衡，但峰均比(PAPR)较高。因此通常被用于宽带无线通信的下行。SC-FDMA和MC-FDMA一样拥有灵活的资源调度和易于实现的特性，而且PAPR较低。所以SC-FDMA更适合于宽带通信的上行。在同样的射频(RF)放大器下，低的PAPR可以提供更广的覆盖范围。一般来说，有两种SC-FDMA的实现方法，包括基于OFDM的SC-FDMA和基于多带滤波器组(MBFB)的SC-FDMA。对于基于OFDM的SC-FDMA系统，比如IFDMA和DFT-SOFDM，需要精确的时频同步，以减少由宽带通信中上行多用户间频偏造成的多用户干扰(MUI)。而基于MBFB的SC-FDMA系统，由于它拥有更宽的子带带宽和下降更快的谱形，因此对MUI更为鲁棒。所以基于MBFB的SC-FDMA系统是上行宽带通信系统的一种极具潜力的解决方案。

在无线通信系统中，为了弥补衰落信道的失真，可通过估计信道响应来均衡接收到的信号。加循环前缀的块传输可以采用一阶频域均衡来减少接收机的复杂度。基于MBFB的SC-FDMA系统的信道均衡可以在子带内或者在子带外进行。对于子带内的频域均衡，在加CP之前，传输数据块会在各个子带内进行滤波成形。为了支持链路预算的要求，每个子带的带宽通常足够的窄，以至于多径信道环境下，多带滤波器组的原型滤波器的造成的符号间干扰(ISI)的影响甚至超过信道的延时扩展，从而导致需要的CP长度远大于信道延时扩展。结果，对于给定的信道延时扩展，将降低系统的频谱效率。对于子带外频域均衡，各子带的发送数据经过多相滤波成形后再加CP。由于经过MBFB的输出是宽带信号，多带滤波器组的原型滤波器的造成的符号间干扰(ISI)的影响可以忽略，CP的长度只须比信道延时扩展长即可，因此，可增加系统频谱效率。

对于基于MBFB的系统，为了抑制子带间的干扰，子带的频响边缘需要尽可能的陡。这意味着很长的原型滤波器系数和较长的MBFB输出信号的首尾滚降部分。如果信号是直接传输的，谱效率会很低。要克服这个缺点，可以先在时域去掉滚降部分后，再将数据发送。但是，这种方法会破坏子带间的正交性和造成传输信号的带外频谱泄漏。在3GPP LTE技术报告[4～7]，提出了一种基于滤波器组的收发机的时域循环结构。按照这种方法，MBFB的输出信号先被分成三个部分，包括首部，中部和尾部。然后尾部被叠加在中部的开始部分，而首部被叠加在中部的结束部分。通过这种方法，被累加的部分构成一个头尾连续循环的数据块。最后，循环的数据块加上CP后进行发送而没有谱泄漏。

在传统的MBFB系统中，原型滤波器是整数倍采样的，即原型滤波器的移位正交间隔的绝对时间是整数倍(N倍)的采样间隔(Tc).由于子带的总数为M的系统，假设采样频率为fs，采样间隔Tc＝1/fs，子带间隔为Δf＝fs/M；子带3dB的带宽BW-3dB＝1/(NTc).为了减少子带内的干扰，子带间隔(Δf)通常略大于子带3dB的带宽(BW-3dB)，这样导致子带的总数(M)略小于原型滤波器的移位正交间隔(N).

对于基于循环数据块结构的MBFB系统，为了构造循环数据块，其的长度(Q)必须为MBFB原型滤波器的移位正交间隔(N)的整数倍，即Q＝DxN，D为每个循环数据块中复用的波形符号数目，是一个整数。为了减少发送机里MBFB的实现复杂度，易于系统参数的设置，子带总数M通常选择为2的幂次方。但是在合理的数据块长度范围内很难将Q设为2的幂次方，因为N总是比M略大一些。因此接收机频域均衡(FDE)的点数不是2的幂次方，这样就增加了FDE的复杂度，同时失去了与已有FFT芯片的兼容性。此外，如果调整子带总数M不为2的幂次方，通过调整移位正交间隔N和波形符号数目D，使得循环数据块长度Q为2的幂次方，但是在合理的数据块长度范围内很难将Q设为M的整数倍。这样，在FDE中，每个子带对应的频域均衡点数将会不相同，导致均衡性能不一致。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于分数倍采样的滤波器组及其方法，以提高每个子带对应频域的均衡性能，降低子带间的干扰。