[发明专利]移相控制零电压DC/DC开关电路

说明书

技术领域    本发明涉及一种DC/DC开关变换电路，更具体地说涉及一种移相控制零电压DC/DC开关电路。

背景技术    图1所示的是现有的基本移相全桥零电压开关DC/DC变换器，包括一个方波变形电路、一个变压器、一个整流二极管组成的整流输出电路。主开关Q1、Q2、Q3、Q4组成方波变形电路，主开关Q1和Q2构成超前桥臂，主开关Q3和Q4构成滞后桥臂，输入电压Uin并联在两个桥臂的两端。变压器原边的两端分别连接在主开关Q3、Q4的组成的桥臂的中点和主开关Q1、Q2的组成的桥臂的中点。电感Lr是变压器等效出的漏电电感。其中，Q1和Q2驱动信号互补，Q3和Q4驱动信号互补，Q1和Q2分别超前Q4和Q3一个相位，通过调节移相角来调节输出电压。变压器的副边连接由整流二极管Dr1和Dr2构成中心抽头的整流电路，整流二极管通过输出滤波电感Lo连接到输出电容Co上，负载R与输出电容并联。

图2所示的为基本半桥三电平DC/DC变换器，包括一个方波变形电路、一个变压器、一个整流二极管组成的整流输出电路。方波变形电路由主开关管Q9、Q10、Q11、Q12，箝位二极管Dd1、Dd2，分压电容Cd1、Cd2，飞跃电容Css组成。分压电容Cd1、Cd2串联后与输入电压Uin并联，组成分压电路，Cd1、Cd2容量很大，其电压为输入电压的一半。主开关Q9、Q10、Q11、Q12串联，串联后与输入电压Uin并联，Q9和Q12驱动信号互补，Q10和Q11驱动信号互补，Q9和Q12分别超前Q10和Q11一个相位。箝位二极管Dd1、Dd2串联后并联在主开关Q10、Q11的两端，飞跃电容Css并联在主开关Q10、Q11的两端，飞跃电容可以使超前管和滞后管的工作过程解耦，如果没有飞跃电容，超前管和滞后管在工作期间其上并联的四个电容同时参与电路谐振，这样很难优化设计电路参数，加入飞跃电容就可以解决四个并联电容同时参与电路谐振工作的状态，确切的说就是在超前管工作期间滞后管不参与电路谐振，只有超前管两端并联的电容参与电路谐振，滞后管工作期间超前管不参与谐振，只有滞后管两端并联的电容参与电路谐振，这样就可以分别设计超前管和滞后管的工作模态，可以优化电路的设计。变压器的原边一端连接在主开关Q10、Q11的中点，另一端连接分压电容Cd1、Cd2之间。电感Lr为变压器的等效漏电电感。变压器的副边连接由整流二极管Dr5和Dr6构成中心抽头的整流电路，整流二极管通过输出滤波电感Lo连接到输出电容Co上，负载R与输出电容并联。

这两种移相控制零电压开关DC/DC变换器可以很好的实现原边主开关管的零电压，但是由于实现主开关管零电压开关的能量来自于储能电感上的储能，在超前管工作期间，输出滤波电感折算到原边与原边电感串联，由于一般输出滤波电感很大，所以有足够的储能来实现超前管的零电压开关；而滞后管工作期间，变换器处于整流二极管换流期间，两个整流二极管同时导通将变压器副边箝位在零电位，这样输出滤波电感就不能折算到原边，此时给滞后管两端电容充放电的能量只有原边等效电感的储能，此电感一般为变压器漏感，由于一般漏感很小，所以很难实现滞后管的零电压开关，导致滞后管的损耗很大，在频率高的时候损耗成比例增加，导致变换器效率降低，热设计很难优化。

发明内容    本发明所要解决的技术问题是提供一种可以实现主开关管的零电压开关的移相控制零电压开关DC/DC电路。

本发明包括方波变形电路、变压器、整流输出电路，方波变形电路与变压器的原边连接，整流输出电路与变压器的副边连接，其特征在于：变压器原边的一端与方波变形电路之间串联有谐振电容。

所述的方波变形电路包括主开关Q1、主开关Q2、主开关Q3、主开关Q4，主开关Q1和主开关Q2构成超前桥臂，主开关Q3和主开关Q4构成滞后桥臂，其中，主开关Q1和主开关Q2驱动信号互补，主开关Q3和主开关Q4驱动信号互补，主开关Q1和主开关Q2分别超前主开关Q4和主开关Q3一个相位，变压器原边的一端与超前桥臂或滞后桥臂的中点之间串联谐振电容Cr。这是一种全桥移相控制零电压开关DC/DC电路。