[发明专利]具有平衡电流的多相功率变换器

说明书

技术领域

本发明涉及多相功率变换器，包括具有平衡电流的多相功率变换器。

背景技术

本部分的陈述仅提供与本发明的相关的背景信息，而不构成现有技术。

已知具有并联连接的多个相位电路的各种多相功率变换器。典型地，每个相位电路包括用于输送功率到输出负载的功率开关，以及用于控制功率开关的占空比的占空比控制器。这些已知的设计一般允许输入电流在相位电路之间分割，由此增加功率变换器的效率。另外，以不同的相角来操作相位电路可以抵消功率变换器的输入和输出脉动电流。

然而，如果相位电路中的电流没有被平衡，输入和输出脉动电流的效率和抵消的益处可能受到损害。诸如开关、电感器和印刷电路板走线电阻这样的电路元件在电阻方面的差异可能导致这种不平衡电流。

已知试图平衡相位电路中的电流的各种设计。例如，一些功率变换器使用峰值电流模式控制，该峰值电流模式控制试图直接控制每个相位电路中的峰值电流。

图1示出了实施峰值电流模式控制的升压变换器100。升压变换器100包括与三个相位电路102a-c相连的DC输入V1和同步每个相位电路102a-c以使每个相位电路102a-c以相对于其他相位电路成120度的相角差来进行操作的同步发生器104。另外，升压变换器100包括二极管D4、输出负载R11、电阻器R9和R10以及电容器C4。

相位电路102a包括电感器L1、开关Q1和Q2、功率开关Q3、电阻器R2-R6和R8、二极管D1-D3、电容器C2-C3以及占空比控制器IC1。占空比控制器IC1包括内部电压误差放大器(未示出)、该电压误差放大器的输出引脚COMP、电流感测引脚ISNS、电压误差放大器的反向输入引脚VFB、振荡器引脚RF/CT、参考电压引脚VREF以及输出引脚VOUT，输出引脚VOUT与功率开关Q3相连以用于控制功率开关Q3的占空比(即，功率开关Q3的导通时间和截止时间)。除了相位电路102b-c不包括电阻器R8和电容器C3之外，相位电路102a中的电路元件与相位电路102b-c中的电路元件相同。

在功率变换器100的操作过程中，由电阻R9和R10形成的分压器提供输出负载R11处的电压采样，该电压采样被输入到相位电路102a的占空比控制器IC1。相位电路102a的内部电压误差放大器计算和输出误差电压信号，该误差电压信号是采样电压和内部参考电压(典型的是2.5V)的放大的差值。COMP引脚与内部电压误差放大器的输出端相连，从而接收误差电压信号。相位电路102a的COMP引脚还与相位电路102b-c的COMP引脚相连。因而，所有三个相位电路的误差电压信号具有基本相同的电压。

另外，电流互感器T1感测功率开关Q3中的电流，且与功率开关Q3中的电流成比例的电压信号经由二极管D1和电阻器R2被输入到ISNS引脚。占空比控制器IC1将ISNS引脚处的电压信号与电流限制信号相比较，该电流限制信号与误差电压信号的电压成比例。当ISNS引脚处的电压等于或超过电流限制信号时，功率开关Q3截止。

然而，发明人意识到，峰值电流控制模式的缺点在于当源阻抗明显是电感性的时，升压变换器100本质上是不稳定的。一种已知的解决方法是在DC输入V1两端增加大电容，这可能会导致成本高和体积大。

不稳定问题的另一解决方法是实施图2中所示的升压变换器200所示的电压模式控制。升压变换器200具有DC输入V1和同步发生器104，DC输入V1与三个相位电路202a-c相连，同步发生器104同步相位电路202a-c以使相位电路202a-c相对于其他相位电路以120度的相角差操作。另外，升压变换器200包括二极管D4、输出负载R11、电阻器R9和R10，以及电容器C4。

如图2所示，相位电路202a包括电感器L1、开关Q1和Q2、功率开关Q3、电阻器R4、R6-R8和电阻器R12、电容器C2-C3，以及占空比控制器IC1。除了相位电路202b-c不包括电阻器R8和电容器C3之外，相位电路202a中的电路元件与相位电路202b-c中的电路元件相同。

与峰值电流模式控制不同，相位电路202a-c不包括电流传感器。相反，在升压变换器200的操作过程中，占空比控制器IC1的RC/CT引脚处的振荡波形信号被开关Q2缓冲且经由电阻器R7和R12形成的分压器被输入到占空比控制器IC1的ISNS引脚。然后，将ISNS引脚处的电压与电流限制信号相比较。当振荡波形信号的电压等于或超过电流限制信号时，功率开关Q3截止。