[发明专利]实现恒定输出电流的初级控制的功率变换器及方法

说明书

技术领域

本发明涉及电源变换领域，尤其涉及一种通过调整实现恒定输出电流的初级控制的功率 变换器。另外，还涉及一种通过调整实现初级控制的功率变换器输出恒定电流的方法。

背景技术

多年来，各种用于恒流恒压反激式电源的控制IC(集成电路)已经得到发展和应用，其 应用包括离线式AC/DC(交流/直流)电源适配器、充电器和移动设备的备用电源。

图1为一种现有的典型的通过变压器11次级来控制的恒流输出反激式变换器10的电 路图。变压器11包含三个绕组：初级绕组Lp，次级绕组Ls和辅助绕组La。反激式变换器 10包含一个作为初级开关的外接MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)12，一个表 示变压器11铜线绕组其阻抗损耗的次级电阻13，第一个电流感应电阻14，次级整流管 15，输出电容16，光耦17，第二个电流感应电阻18，偏置电阻19，电流限制三极管 20以及采用传统的峰值电流模式脉冲宽度调制(又称“脉宽调制”，简称“PWM”)的控制 IC21。控制IC21起动的初始能量由电阻22和电容23提供。当反激式变换器10稳定 后，变压器11的辅助绕组La通过整流器24为控制IC21提供能量。第二个电流感应电阻 18和三极管20控制输出电流。三极管20调节第二个电流感应电阻18其两端电压为预设 的基极发射极电压(VBE)。因此反激式变换器10的输出电流等于VBE除以第二个电流感 应电阻18其电阻值。反激式变换器10的缺点之一是基极发射极电压VBE和输出电流都随 温度而变化。而且，VBE会导致重大的功率损耗。另外，为了安全所要用到的光耦17会增 加总的材料成本，从而导致反激式变换器10的成本昂贵。

图2A为现有的第二种典型的通过变压器11初级来控制的恒流输出反激式变换器25的 电路图。它与图1中的现有技术相比，反激式变换器25不包含反激式变换器10中的光耦 和变压器次级电流感应元件。但是反激式变换器25具有输出电流不准确性，其原因为： (a)变压器初级电感的变化，和(b)流过初级电感Lp实际的峰值电流与通过电流感应电 阻14感应到的峰值电流有微小的差别。变压器11其初级电感值的变化会导致反激式变换 器25的输出电流随之变化。初级电感Lp的峰值电流与感应电阻14上的压降Vcs感应到的 峰值电流有微小的差别，其原因为控制IC21其电流感应比较器的信号传输具有延迟，并且 关闭外接MOSFET12也具有延迟。

图2B为图2A中的反激式变换器25峰值电流的检测误差的示意图。图2B中栅极 (GATE)波形为图2A中作为主开关的MOSFET12的栅极开/关驱动电压的波形图。在T1 时间，GATE变为高，MOSFET12导通。初级电感电流I_LP以dI/dt＝Vp/Lp的斜率线性的斜 坡上升，其中Vp为初级电感两端的电压，Lp为初级电感的电感值。因此感应电阻上的压降 Vcs也会按比例的斜坡上升。当感应电压信号Vcs在T2时间达到Vref(参考电压)时，初 级峰值电流Ip即Vref/Rcs，其中Rcs为电流感应电阻14的阻值。但由于控制IC21的电流 限制比较器的信号传输延迟和PWM控制逻辑和驱动的延迟，GATE直到T3时间才变为低从 而关断。(T3-T2)就是GATE关断的延迟时间。MOSFET12的漏极电压在开关关断的T3 时间会突然变高，但初级电感电流I_LP会继续升高直到T4时间，此时MSOFET12的漏极电 压升高到VIN，初级电感Lp上的电压极性反转。结果，初级电感的最终峰值电流是Ipf而不 是Ip。不幸的是，初级电感最终的峰值电流Ipf会变化，因为(T3-T2)和(T4-T3)会随温 度的变化、输入电压的不同、IC工艺变化、外部器件的偏差和PCB板布局的差异而变化。 所有的这些变化将产生误差，从而导致反激式变换器25其输出电流不精确。

综上所述，要寻求一种通过初级来控制并且成本低的用于校准反激式变换器输出电流的 方法。这种方法通过减少使用IC和外部元件的数目来消除如上所述现有技术的缺陷。这种方 法不需要次级电路和光耦。此外，反激式变换器的输出电流尽可能最大的不受温度的变化、 输入电压的不同、IC工艺的变化、外部元件的偏差和PCB布局的差异等的影响。

发明内容