[发明专利]D类放大器

说明书

技术领域

本发明涉及对输入的PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号进行数字调制并进行功率放大的D类放大器，详细而言，涉及驱动像立体声头戴式耳机那样的端子的一方被接地的负荷的单端输出D类放大器。

背景技术

D类放大器与AB类放大器等模拟线性放大器相比，能够获得极为良好的功率转换效率，所以放热量也小，因此常被采用为扬声器驱动用放大器。D类放大器是通过使用晶体管等放大能动元件对语音信号等输入信号进行切换动作来实现的。D类放大器对基于输入语音信号的PWM信号进行数字调制，对该PWM信号进行功率放大，并将功率放大后的PWM信号提供给扬声器单元。

专利文献1(特开2006-115028号公报)中记述了一种脉冲调制信号发生装置，用于防止因在全数字放大器中进行的PWM调制所发生的高谐波失真而造成的性能劣化。

图1是表示驱动立体声头戴式耳机时的D类放大器的结构的图。

在图1中，D类放大器10的结构包括：8倍过采样(oversampling)电路11和12；Δ∑调制电路13和14；PWM电路15和16；电平转换电路(LS：level shifter)17、18和23；D触发器19和20；PWM输出缓冲器21和22；电感器(inductor)24和25；电容器(capacitor)26～29；3端子连接器30；以及立体声头戴式耳机31。由于是立体声输出，每个结构元件都存在两个。为了简化描述，仅说明一方的声道。动作本身在两个声道相同。

输入的PCM数据的采样频率fs，通过8倍过采样电路11而被上升到8倍。

Δ∑调制电路13使采样频率再上升两倍。即，达到原来的采样频率fs的16倍。同时，进行重新量化和噪声整形(noise shaping)处理。

PWM电路15将Δ∑调制电路13的多值输出变换为PWM波。在该例子中，Δ∑调制电路13为多值输出式，重新量化为±6值即13值。PWM电路15根据该数值，生成如图2所示的PWM波。

图2是表示对应±6值的PWM电路15的输出波形的图，它表示采样速率为16fs时的PWM波可取的输出步长(output step)。

以时钟信号的24个脉冲分量表现一个采样分量的数据。也就是说，时钟的频率为[384×fs]。

如图2所示，在多值输出为+6时，PWM波在时钟信号的24个脉冲的期间一直为高电平(high level)。而在-6时成为低电平(low level)。在为0时，高电平的期间和低电平的期间相同。

图3是在频率轴上表示了上述各个阶段的信号的图。

图3是在频率轴上表示输入PCM数据、8倍过采样、Δ∑调制电路输出以及PWM波的图。

首先，如图3的(b)所示，将输入PCM数据过采样到8倍，从而从基本分量中从上面开始直到[8×fs]为止的调制分量被除去。

然后，如图3的(c)所示，Δ∑调制电路13使用[16×fs]的采样频率进行重新量化和噪声整形处理。其结果，量化噪声以在[8×fs]为峰值的形状分布(参照图3的(c))。

为了输出能够驱动负荷的电流，插入了PWM输出缓冲器21。PWM输出缓冲器21的输出，在高电平时为电源电压VDD，而在低电平时为0V。

PWM输出缓冲器21以不同于其前级的电路的电源电压VDD动作。因此，通过电平转换电路17，PWM电路15的输出被变换为使PWM输出缓冲器21动作的电位。但是，有时会发生通过电平转换电路17后，PWM波的波形失真的情况。为了防止上述情况，使电平转换电路17的输出通过D触发器19。由于D触发器19以与PWM输出缓冲器21相同的电源电压VDD动作，因此，对时钟也与PWM波同样地通过电平转换电路23进行电位的变换。

电感器24和电容器26构成LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)。

图4是表示Δ∑调制电路13的输出为0时的PWM波形与通过LPF后的波形的图。如图4所示，由于PWM波的高电平期间与低电平期间相同，因此，通过LPF后的电压为VDD/2。

然后，通过屏蔽直流的电容器28，驱动负荷即头戴式耳机31。

另外，在一般的立体声头戴式耳机中，将负荷一端作为接地而进行共用。由此，3端子连接器30的端子数为3个就够了。

然而，在这样的现有的D类放大器中，有以下的问题点。

使D类放大器的性能劣化的原因之一为动作时钟的抖动(jitter)。