[发明专利]驰返式转换器的控制电路和方法

说明书

技术领域

本发明涉及一种驰返式转换器，具体地说，是一种驰返式转换器的控制电路和方法。

背景技术

所有的电子装置都需要电源来进行操作，在电源供应器中，由于切换式电源转换器具有较好的效能和能提供适当输出调节，因此被广泛的应用。图1显示已知的电流模式驰返式电源转换器10，其中整流器12将交流电压Vac整流产生直流的输入电压Vin，感测电阻Rcs与功率开关18串联，用以检测通过功率开关18的电流I1以得到感测信号Vcs，控制电路16根据感测信号Vcs和回授信号Vcomp产生控制信号VGATE切换功率开关18以使变压器14将输入电压Vin转换为输出电压Vo，光耦合器(opto-coupler)20检测输出电压Vo产生回授信号Vcomp回授至控制电路16。然而，当电源转换器10的负载为轻载时，将因切换损失(switching loss)而造成效能降低，为了改善电源转换器10在轻载时的效能，因此在控制电路16中加入省电(green)模式以减少轻载时的平均切换频率和切换损失，例如，间歇模式(burst mode)和频率调节。

图2显示已知具有间歇模式的控制电路16，其中省电电路22用以控制电源转换器10进入间歇模式，其包括磁滞比较器24根据回授信号Vcomp和预设电压Burst_level产生遮蔽信号Smask以遮蔽频率CLK，脉宽调变(pulse width modulation；PWM)电路28包含比较器30比较感测信号Vcs和回授信号Vcomp产生比较信号Sc，正反器32根据与门26的输出和比较信号Sc产生控制信号VGATE。图3显示图2中信号的波形，其中波形34系负载，波形36为回授信号Vcomp，波形38为控制信号VGATE。参照图2和图3，在正常操作期间，如时间t1至t2，即负载为重载时，回授信号Vcomp大于电压VBURH和VBURL，如波形36所示，故磁滞比较器24所输出的遮蔽信号Smask为高准位，因此频率CLK没有被遮蔽，因而持续输出控制信号VGATE切换功率开关18，如波形38所示，其中电压VBURH和VBURL是磁滞比较器24根据电压Burst_level而产生的磁滞边界，在时间t2时，负载由重载转为轻载，因此回授信号Vcomp开始下降，当回授信号Vcomp低于电压VBURL时，如时间t3所示，电源转换器10进入间歇模式。在间歇模式期间，当回授信号Vcomp低于电压VBURL时，遮蔽信号Smask转为低准位以遮蔽频率CLK，直至回授信号Vcomp高于电压VBURH时，如时间t4所示，遮蔽信号Smask的逻辑准位才转为高准位以释放频率CLK，因而产生间歇周期以调节输出电压Vo以及传送足够的输出能量，如图3的时间t3至t5所示。

图4显示在不同输入电压Vin下的感测信号Vcs，其中波形40为回授信号Vcomp，波形42为高输入电压Vin时的感测信号Vcs，波形44为低输入电压Vin时的感测信号Vcs。参照图1和图4，当输入电压Vin为高压时，感测信号Vcs的上升速度较快，如波形42所示，当输入电压Vin为低压时，感测信号Vcs的上升速度较慢，如波形44所示，当感测信号Vcs达到回授信号Vcomp时，由于信号的传递延迟(propagating delay)，故必须再经一段传递延迟时间Tp，功率开关18才会关闭(turn off)，又高输入电压Vin时的感测信号Vcs上升比较快，因此高输入电压Vin时的感测信号Vcs之峰值将比低输入电压Vin时的感测信号Vcs高，也就是说，在高输入电压Vin时，变压器14一次侧上电流I1的峰值较高。在间歇模式期间，电流I1的最小脉冲

I1_min＝(Burst_level/Rcs)+(Vin/Lm)×Tp               公式1

其中，Lm为激磁电感。由于电源转换器10进入间歇模式后，每一间歇周期的平均频率将在可听见的噪音范围100Hz～20kHz，因此，电流I1越高噪音将变得越严重。此外，电流I1的峰值不同也将导致回授信号Vcomp的改变，图5显示在不同输入电压Vin下的间歇模式进入点，其中波形46为高输入电压Vin时的回授信号Vcomp，波形48为低输入电压Vin时的回授信号Vcomp。在高输入电压Vin时，电流I1具有较高的峰值，因此回授信号Vcomp的准位较低，如波形46所示，这将造成电源转换器10较快进入间歇模式，在低输入电压Vin时，电流I1具有较低的峰值，因此回授信号Vcomp的准位较高，如波形48所示，故低输入电压Vin的间歇模式进入点B晚于高输入电压Vin的间歇模式进入点A。