[发明专利]一种盲均衡方法及盲均衡装置

说明书

技术领域

本发明涉及数字无线通信技术，特别涉及一种盲均衡方法及盲均衡装置。

背景技术

在数字通信系统中，由于信道的频率选择性、畸变和色散特性，容易产生码间干扰(Intersymbol Interference，ISI)。目前，普遍采用均衡技术来克服ISI。传统的均衡技术在发送端和接收端开始通信之前，发送端需要发送接收端已知的训练序列对均衡器进行检测，这极大地降低了传输效率。为了提高传输效率，一种不需要训练序列检测的盲均衡技术被提出来；盲均衡技术利用信号的概率特定和统计特性，节省了通信系统的资源，越来越受到重视。

图1为现有的盲均衡装置的结构示意图。如图1所示，现有的盲均衡装置包括滤波器10和盲均衡模块11。盲均衡模块根据接收信号x(k)和输出信号y(k)，输出盲均衡权向量W(k)至滤波器10；滤波器10根据接收到的盲均衡权向量W(k)对接收信号x(k)进行滤波，输出滤波后的信号y(k)。其中，盲均衡权向量W(k)包含L个盲均衡系数w_i(k)，盲均衡权向量可表示为W(k)＝[w₀(k)，w₁(k)，...，w_L-1(k)]^T，接收信号x(k)可表示成盲均衡输入向量X^T(k)，具体为X^T(k)＝[x(k)，x(k-1)，...，x(k-L+1)]，则盲均衡输出为y(k)＝W^T(k)X(k)，上述多个表达式中，T表示转置，i为大于等于0且小于等于L-1的整数。

基于常数模的盲均衡装置因具有良好的性能得到了最广泛的应用。现有的基于常数模的盲均衡装置也包含滤波器和盲均衡模块；盲均衡模块中的盲均衡权向量更新公式为W(k+1)＝W(k)-μe_cma(k)X^*(k)，其中，误差信号e_cma(k)具体表示为e_cma(k)＝y(k)(|y(k)|²-r₂)，误差纠错信号r₂具体表示为μ为步长；*表示复数共轭；s(k)为发送端发送的信号，x(k)为接收信号，y(k)为盲均衡装置输出的信号。图2为现有的基于常数模的盲均衡装置的结构示意图；图3为现有的基于常数模的盲均衡装置中滤波器的结构示意图。现有的基于常数模的盲均衡装置包括滤波器和盲均衡模块，图2的滤波器与图1中的自适应滤波器10的功能相同，图2的盲均衡模块与图1中的盲均衡模块11的功能相同，在此不再对其功能进行赘述。其中，滤波器包括L个第一乘法器201、(L-1)个加法器202和(L-1)个第一延时器203；盲均衡模块包括(L+1)个共轭单元210、(L+3)个第二乘法器211、(L+1)个减法器212和L个第二延时器213；L表示滤波器抽头的个数，其取值为大于等于1的整数。根据图2和图3的结构，由于滤波器包括多个加法器和多个第一乘法器，因此，滤波器从输入到输出之间存在着计算延迟，而滤波器从输入到输出之间的计算延迟主要由滤波器的关键路径上的计算时间来确定，也就是由滤波器的关键路径上乘法计算和加法计算所消耗的时间来确定。滤波器的关键路径为滤波器从输入到输出的位于一条路径上的相邻两个延时器间的最长路径；若滤波器从输入到输出不存在延时器，则滤波器的关键路径为滤波器的输入到输出的最长路径；若滤波器从输入到输出仅存在一个延时器，则滤波器的关键路径为该延时器至输出端的最长路径。若加法器202完成一次加法计算所消耗的时间为T_add，第一乘法器201完成一次乘法计算所消耗的时间为T_mlt，则滤波器关键路径上的计算时间包括一次乘法计算和(L-1)次加法计算，即计算时间T_filter＝T_mlt+(L-1)×T_add，吞吐量为

现有的基于常数模的盲均衡装置实际上采用的是串行结构，对输入信号x(k)逐一进行移位和滤波处理，处理速度较慢；当L较大时，滤波器的计算延时非常大，造成盲均衡装置吞吐量下降，严重影响盲均衡装置的处理速率，甚至使得盲均衡装置无法收敛；现有的盲均衡模块中也使用了大量的乘法器，盲均衡模块在更新盲均衡系数时也会占用较多的乘法资源，这就会造成大部分工作浪费在乘法计算上，严重影响了盲均衡装置的收敛速度和稳定性。

发明内容