[发明专利]开关电源装置

说明书

技术领域

本发明涉及供给直流稳定电压的开关电源装置。

背景技术

在供给图像引擎或CPU等的数字信号处理LSI的电源电压的DC/DC转换器中，针对动态变动的数字负载，要求极力抑制输出电压的变动宽度的高负载响应性能，但是，在为了对输出电压与基准电压进行比较而搭载了误差放大器的DC/DC转换器中，该误差放大器成为延迟要素的主要原因，具有负载响应性能不良的问题。因此，提出并广泛使用如下的PFM(频率调制)控制的纹波转换器：通过不搭载作为延迟要素的主要原因的误差放大器，来提高针对数字负载要求的负载响应性能。

传统的PFM纹波转换器是检测输出电压的纹波电压来进行控制的方式，因而为了得到充分的纹波信号，输出电容器需要ESR(Equivalent Series Resistance：等效串联电阻)大的电解电容器等，妨碍了系统的小型化。

近年来，如作为现有技术的一例示出的专利文献1、2那样，大量提出如下的产品并实现了产品化：在反馈电压或基准电压侧叠加假设基于ESR的纹波后的斜波信号，从而即使在使用ESR小的陶瓷电容器作为输出电容器的情况下，也能稳定动作。

图15是示出包括专利文献1、2记载的内容的现有的开关电源装置的结构的电路图。并且，图16是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。参照这些图，对采用一般的导通宽度固定型的纹波控制方式的开关电源装置的动作进行说明。另外，在专利文献1、2中均公开了在反馈信号中叠加斜波信号的方式，但是，该方式在动作上与在基准电压中叠加斜波信号的方式等效，因此，为了简化此后的说明，变更成在基准电压中叠加斜波信号的方式进行说明。

在图15中，斜波发生器18生成假设ESR的纹波信号后的斜波信号，并将其输出到叠加电路3。叠加电路3生成使第1基准电压REF叠加了具有正斜率的斜波信号后的第2基准电压REF2，将其输出到反馈比较器4的正输入端。

另一方面，反馈电压FB被输出到反馈比较器4的负输入端。该反馈电压FB是通过反馈分压电阻16、17对输出电压Vout进行了分压后的电压。当反馈电压FB低于第2基准电压REF2时，反馈比较器4立即向单触发电路5a输出FB_TRG信号。

单触发电路5a接收由反馈比较器4输出的FB_TRG信号，生成恒定时间宽度的ON_TRG信号，将其输出到导通定时器7b的Set端子。

另一方面，前馈电路6b对输入电压Vin和输出电压Vout进行检测，生成与Vin成正比且与Vout成反比的前馈信号Iton，将其输出到导通定时器7b的Adj端子，使得即使输入电压Vin和输出电压Vout的设定变化，也维持恒定的开关频率。

导通定时器7b将由单触发电路5a输出的ON_TRG信号作为触发，向驱动逻辑8输出与前馈信号Iton对应的Ton信号。前馈信号Iton越大，Ton信号的时间宽度就越窄。

驱动逻辑8根据由导通定时器7b输出的Ton信号，输出高边驱动器9的驱动信号Hon和低边驱动器10的驱动信号Lon，与此同时，利用SW信号检测再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将驱动信号Lon从High(高)切换为Low(低)，使低边MOSFET 12截止，防止电感器电流IL的过大逆流，从而具有防止产生无用损失的功能。

高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号，驱动高边MOSFET 11的栅极，从而经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。

低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号，驱动低边MOSFET 12的栅极，在高边MOSFET 11截止后的电感器电流IL的再生期间，使低边MOSFET 12导通，从而降低导通损失。

这样，在图15所示的现有的开关电源装置中，通过上述一连串的动作，在输出负载电流Iout从轻负载骤变到重负载而使输出电压Vout降低时，立即使高边MOSFET导通，从而实现高负载响应性，而且可实现在传统的纹波控制方式中无法实现的输出电容器的陶瓷电容器化。

【专利文献1】美国专利第6583610号说明书

【专利文献2】日本特开2008-728912号公报

但是，专利文献1、2所示的在反馈电压FB或基准电压REF中叠加恒定斜率的斜波信号的方式具有如下缺点：在输出负载电流Iout变化而开关频率变化时，斜波信号的振幅变化，与此相伴，输出电压Vout也发生变动，作为DC/DC转换器的重要特性的负载调节变得不良。具体而言，使用图16所示的时序图进行说明。