[发明专利]模拟多相滤波器的数字校正

说明书

相关专利申请的交叉引用：本申请要求2010年10月7日递交的、题目为“Digital Correction of Analog Polyphase Filters(模拟多相滤波器的数字校正)”的美国临时申请No.61/391,034的优先权，该申请通过引用被整体并入本文。

技术领域

本发明总地涉及在RF接收机的模拟前端内产生的振幅误差和正交相位误差(包括由多相滤波器产生的那些误差)的补偿，并且更具体地，涉及在接收机内的数字域和频域中对这些误差的校正。

背景技术

当设计高度集成的单片接收机时，重大的挑战是信道选择性的提供。关于直接变频或者零中频(IF)接收机，信道选择性通过在正交下变频混频器之后进行对称的低通滤波来提供。这种滤波可以包括模拟滤波器和数字滤波器的组合，以使得总体传输功能满足期望的选择性要求。重要的是，强干扰信号通过模拟选择性而被充分地衰减，以使得它们不超过模数转换器的线性范围或者基带信号通路中的任何模拟级(analog stage)的线性范围。

这样的直接变频接收机存在以下形式的另外的挑战：

(1)DC偏移(DC offset)，其根据期望的通频带的中心来定义；

(2)1/f噪声，其在通频带的中心可以具有高频谱密度；以及

(3)下变频混频器中的二阶互调，其可以引起与它们自己混频的干扰，以在与所谈及的干扰的AM调制包络对应的基带生成时变信号。

这些典型的直接变频问题的缓解形成当使用直接变频架构时的设计工作的大部分；但是在窄带信令格式的情况下，绝不可能肯定这些寄生的带内信号可以被充分地抑制。在这样的情况下，常见的是考虑低中频(下称，“LIF”)或者近零中频(下称，“NZIF”)接收机。

低中频接收机通常被这样构造，以致镜像信道也是有用信号的左邻或右邻信道(即，基带信号的中心频率等于信道间隔的一半)。在这样的情况下，如图1所图示说明的，DC偏移仅仅勉强在带外。

NZIF方法的主要优点是上述有害问题(包括居中的DC偏移)在带外。然而，NZIF方法的挑战是获得充分的镜像抑制选择性的挑战。以DC偏移为中心的低通滤波器的使用将对有用镜像响应和无用镜像响应这二者的影响相同。除非ADC具有足够的动态范围以同时处理镜像频率处的最大可能的无用信号和有用信号处的阈值灵敏性信号，否则可能需要不对称模拟滤波。这样的不对称滤波可以用被称为多相滤波器(PPF)的一类滤波器来实现。图2中图示说明了如上所述的在接收机中使用多相滤波器220的环境和系统架构210。

术语多相滤波器是指这样的滤波器，该滤波器通过从其低通原型进行移位变换(即，s→(s-jω₀))来创建，以使得频率不再以DC偏移为中心，而是可以被布置为通频带以某个正频率处的有用信号为中心，同时抑制对应的负频率处的镜像响应。在典型的模拟实现中，频移变换无法用以实部(real component)来实现。然而，在具有用于I和Q的差分信号的正交下变频接收机架构中，接收信号的所有四个正交相位都是可用的，从而使得可以实现多相滤波器拓扑结构。

为了计算频率响应，定义如图3所示的网的两个输入端口310、320(或者四个输入端子)之间的相位关系。仅仅为了举例说明的目的，假设对于正频率，R1 330、R2 331、R3332和R4 333的输入的相对相位分别是0度、90度、180度和270度。图4图示说明图3中的网的所计算的频率响应410，其中假设所有的电阻器都是50欧姆，并且所有的电容器都是5皮法。

本领域技术人员将认识到这种类型的多相滤波器的主要问题是依赖于抵消(cancellation)来获得期望的阻带抑制。抵消程度有效地取决于统计上的组件匹配，统计上的组件匹配是用模拟滤波元件不能完全消除的问题。

当考虑高阶带通滤波器时，由失配(mismatch)引起的问题变得更明显。作为示例，考虑基于两个级联的Tow-Thomas双二阶(biquad)部分的四极点巴特沃斯(Butterworth)有源多相滤波器。图5图示说明滤波器的示例性单个部分510(即，双二阶滤波器将具有与图5中图示说明的一个部分串联的另一个部分)。为了举例说明的目的，全差分运算放大器由理想的压控电压源520表征，每个理想的压控电压源520具有-10⁵的电压增益。