[发明专利]LED驱动电路的输出电流分段补偿电路

说明书

技术领域

本发明涉及一种LED驱动电路的输出电流分段补偿电路。

背景技术

目前，迟滞控制模式的LED驱动电路因其控制结构简单、芯片成本低、所需外围元器件少在LED驱动电路中被广泛采用。

图1为采用迟滞控制模式的LED驱动电路的部分结构图，包括电流检测与放大模块、比较模块、驱动模块和开关模块。

上述迟滞控制模式的LED驱动电路由于内部电流检测与放大模块的速度有限造成的延时、比较器的上升和下降延时以及内部逻辑与驱动延时的影响，迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流的平均值Iout_avg会受到输入电压Vin和外接LED输出电压Vout的变化的影响而发生变化，使得迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流精度较低。采用图1所示迟滞控制模式的LED驱动电路，在输入电压6V到40V范围变化时，输出电流的平均值Iout_avg会有超过5%的变化，使得输出电流精度较低、影响芯片良率。特别是当输入电压Vin变化较大的应用情况时，会使输出电流的平均值Iout_avg有较大的变化，当超过LED的额定电流时会降低LED的寿命。

图2所示的迟滞控制模式的LED驱动电路的工作原理如下：

系统上电后，M1、M2初始状态为关闭，内部的电源、基准电压与偏置电流建立，A1、A2、A3开始正常工作。电流检测与放大模块的输出电压V1为                                               ，电流检测电阻Rsns上的电压等于输出电流Iout与电流检测电阻Rsns之积，即。系统初始状态LED负载电流为0A，所以电流检测与放大模块的输出电压V1电压为0V。因此比较模块A2输出高电平，经过驱动模块A3，使开关模块中M1、M2导通。M1、M2导通后，电流检测与放大模块的输出电压V1跳变为，输入电压Vin经过电流检测电阻Rsns，LED负载，电感L1，M1到地gnd产生通路，输出电流Iout从0A逐渐增大。

当电流检测与放大模块的输出电压V1上升到基准电压Vref时，比较模块A2输出变为低电平，经过驱动模块A3，使开关模块中M1、M2关闭。此时，对应输出电流Iout为。M1、M2关闭后，电流检测与放大模块的输出电压V1跳变为，输入电压Vin经过外围电路模块中的电流检测电阻Rsns，LED负载，电感L1，M1到地gnd的通路关闭，电感L1中的能量通过二极管D1，电阻Rsns，LED负载和电感L1组成的回路释放，输出电流Iout从逐渐减小。

当电流检测与放大模块的输出电压V1下降到基准电压Vref时，比较模块A2输出变为高电平，经过驱动模块A3，使开关模块中M1、M2导通。此时，对应输出电流Iout为。M1、M2导通后，电流检测与放大模块的输出电压V1跳变为，输入电压Vin经过电流检测电阻Rsns，LED负载，电感L1，M1到地gnd产生通路，输出电流Iout从逐渐增大。

迟滞控制模式的LED驱动电路自动循环上述过程，实现对LED负载的迟滞控制。

上述迟滞控制模式的LED驱动电路的缺点在于：由于内部电流检测与放大模块的速度有限造成的延时、比较器的上升和下降延时以及内部逻辑与驱动延时的影响，迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流的平均值Iout_avg会受到输入电压Vin和外接LED输出电压Vout的变化的影响而发生变化，使得迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流精度较低。

具体分析如下：

不考虑延时情况下，如图3虚线部分所示。输出电流Iout的理论峰值和谷值如下：

                                                               （1）

                                                          （2）

输出电流的理论平均值Iout_avg_ideal为：

                                  （3）

考虑延时情况下，如图3实线部分所示。图中Tdly_rise为电流上升延时时间，Tdly_fall为电流下降延时时间，Idly_rise为电流上升延时时间造成的电流变化量，Idly_fall为电流下降延时时间造成的电流变化量。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

                                      （4）