[发明专利]一种自适应的反激式开关电源准谐振波谷检测电路

说明书

技术领域

本发明涉及一种自适应的反激式开关电源准谐振波谷检测电路，主要用于反激式开关电源（或降压型，升压型，升降压型）准谐振波谷导通模式，从而减小开关损耗以及提高EMI性能。

背景技术

为了降低开关电源的功率损耗以及提高电磁干扰（EMI）性能，软开关因为具有低导通损耗而被广泛使用。

以准谐振反激式开关电源为例，如图1，一个典型的准谐振反激式开关电源包括：变压器以及输出整流滤波电路101，一个反馈电阻网络102，一个原边PWM控制芯片103，一个NMOS功率开关管105，以及一个电阻106。

变压器以及输出整流滤波电路101用于将交流输入电能转换到次级输出VOUT。其中变压器的原边耦合到输入电源VIN。变压器的次级耦合到输出整流二极管D1和滤波电容C1。变压器的辅助绕组耦合到反馈电阻网络102。

反馈电阻网络102用于产生信号VFB，其在NMOS功率开关管105关闭时反馈输出电压VOUT至原边PWM控制芯片103。

原边PWM控制芯片103根据反馈电阻网络102产生的反馈信号VFB，通过准谐振波谷检测电路301产生VALLEY信号至PWM逻辑电路303的设置信号端S，结果通过驱动电路304从而使GATE信号变高。信号GATE应当在准谐振信号VFB到达它的波谷谷底时变高以减小NMOS功率开关管105上的导通损耗。这时NMOS功率开关管105导通，在电阻106上产生初级电感电流的感应信号VCS。VCS经过原边PWM控制芯片103的原边电感峰值电流检测电路302产生RESET信号至PWM逻辑电路303的复位信号端R。其结果通过驱动电路304从而使GATE信号变低，这时NMOS功率开关管105截止，并且变压器辅助绕组输出电压AUX，以及反馈电阻网络102生成的反馈信号VFB同NMOS功率开关管105漏极电压成比例。

如此通过周期性的NMOS功率开关管105的导通关断，其由原边PWM控制芯片103生成的GATE信号控制，交流输入VIN电能通过变压器以及输出整流滤波电路101转换为直流输出VOUT能量。

然而想要控制NMOS功率开关管105导通的时刻正好在准谐振反馈电压VFB的波谷谷底并不容易。现有的反激式开关电源准谐振波谷的检测电路受外围源器件参数变化的影响，例如，初级测电感的电感量，功率开关管的寄生电容，变压器的寄生电容等。其结果是在批量生产时，不能保证都在准谐振的波谷导通，从而影响性能。

一种现有的反激式开关电源准谐振波谷的检测电路如图2.它是通过外围的电路借助于反激式开关电源辅助绕组间接地检测准谐振波谷（a）。（b）到（d）显示了关键波形。Da是一个二极管用于钳位“Sync”信号，使其电压不低于-0.3V。Ca，连同电阻分压器的Ra，Rb和Rc，产生了一个恒定延迟时间常数的Vsync信号。考虑到芯片的内部有约200ns的延迟时间（仙童公司的FSQ510），准谐振波谷检测可以通过调整Vsync电压达到低阀值VSL的时间并加上芯片内部200ns的延迟来实现。

这个准谐振波谷检测电路受外部元器件，如初级测电感的电感量，功率开关管的寄生电容，变压器的寄生电容等的影响，因此仅在已知电感量和寄生电容的情况下可以较好的工作，（但它仍随电路板的变化和电感量的变化而变化）。为了能适用于更多的应用，需要建立外部电路来调整不同的延迟时间，以达到准谐振波谷检测的目的。

但是，这额外的外部检测电路增加了元器件的数量和PCB尺寸，因而增加了成本。

另一个现有准谐振波谷检测电路（US20080116870）依靠辅助绕组的准谐振信号和它的延迟信号相比较来实现波谷检测。其原理图如图3所示，其中各点的波形图如图4所示。

图3中，在电压转换器电路205中，信号延迟跟随器206产生一个V1电压的延迟信号V2。V2电压被抬升到V3。V1反映了初级测功率开关管SW1上的电压压降。比较器208比较V1及其被延迟和抬升的电压V3，从而产生准谐振波谷信号Valley。当V1在波谷时，Valley信号由低到高跳变。

同样的，由于信号延迟跟随器206产生的V1信号的延迟不能跟踪外部元件的变化，如初级测电感的电感量，功率开关管的寄生电容，变压器的寄生电容等，此波谷检测电路同样也外围元器件参数的影响，从而导致波谷检测不正确。

综上所诉，需要一个不受外围元器件参数变化影响的准谐振波谷检测电路，其应具有更好的自适应性，同时不增加任何外围电路，以达到更好的经济性。

发明内容