[实用新型]一种功率因数校正电路的采样地电路

说明书

技术领域

本实用新型涉及一种功率因数校正电路，具体是三相母线无中线输入的功率因数校正电路的采样地部分电路。

背景技术

三相四线制的PFC（功率因数）电路如图1所示。其中，A、B、C是三相交流输入，N线是中线输入，L1、L2、L3是电感，Q1～Q6是带反并联二极管的开关管，D1～D6是续流二极管，C1、C2是串联母线上的等效电容，电容C1、C2的中点（Midpoint）与N线连在一起。三相交流输入经开关管Q1～Q6，续流二极管D1～D6，以电容C1、C2的变换处理后，输出为相应的直流电压VDC+和VDC-。由于电容C1、C2的中点（Midpoint）与N线连在一起，是很稳定的点，所以控制电路的地就取在该电容中点，采用简单的电阻分压就能采到输出电压Vp、Vn和交流输入电压Va、Vb、Vc。进而计算出电容C1、C2上的电压Vc1、Vc2，Vc1与Vc2之和就是母线电压，可用于进行环路运算。其中：Vc1=k1*Vp，Vc2=k2*Vn；而k1、k2是电阻的分压比，在图1中，k1=（R1+R2）/R2，k2=-（R3+R4）/R3。具体应用时，为便于计算，通常设置对称的采样电阻，也就是有R1=R4，R2=R3，所以有k1=-k2。电容C1、C2上的电压必须是比值相近的（也就是通常所说的两个电容的电压平衡），否则电压较高的那一个电容很容易因过压而损坏。由于通常会取R1+R2＝R3+R4，因此这个分压电阻网络同时会对电容C1、C2上的电压进行一定的平衡作用，防止这两个电容因电压不平衡造成损坏。

      由于三相四线制的N线铺设比较麻烦，所以现在一般要求三相三线制输入，即没有中线输入。去除中线的电路如图2所示，这就是通常所说的Vienna变换器。现有技术中，采用Vienna变换器的拓扑结构中，仍然按照三相四线制电路的做法，把控制电路的地取在电容C1、C2的中点（Midpoint）。然而，由于电容中点（Midpoint）与N线断开了，不再是个稳定的点。而电容中点又是与开关管Q2、Q4、Q6连在一起的，随着开关管的开关动作，在电容中点处会产生高频扰动噪声。又由于控制地（GND）与电容中点连接在一起，所以这些高频扰动噪声会从电容中点串到地（GND）上去，从而会对控制电路（主要是采样放大电路）产生干扰。如果在设计印刷电路板时把主功率电路与采样电路分开很远，则这种影响会小些。但是随着现在电源模块体积做得越来越小，主功率电路与采样电路一般都靠的非常近，所以这种影响也比较明显；实验发现，采样电路被串入了很大的干扰信号，对电源模块的THD（Total Harmonic Distortion，总的谐波畸变）影响非常大。

     因而，可采用图3所示的方式对三电平PFC电路进行电压采样。它与图2的区别在于：母线电容C1、C2的中点（Midpoint）与控制电路的地（GND）之间是分离的，没有连接在一起，其余部分都是相同的，交流电压采样也是通过分压电阻连接到地（GND）上，由于这些分压电阻的阻值都很大，所以地（GND）实际上是处于悬浮的；此时，电容中点处的高频扰动噪声不会再串入控制电路。母线VDC+和VDC-处虽然也有高频扰动噪声，但是由于将它们连接到地（GND）的分压电阻的阻值都非常大，所以其高频扰动噪声也不会经采样线串入控制电路。但由于电容中点Midpoint原来与分压电阻网络中点（GND）上，通常情况下由于R1+R2＝R3+R4，分压电阻对C1、C2电容上的电压有自动平衡功能，当这两点断开后，C1、C2电容上的电压由于电网电压的不平衡等原因会造成它们电压不平衡而损坏，需要对中心电压进行检测并进行保护。另外由于电容中点Midpoint是有高频扰动噪声的，所检测的中点电压又需要通过在放大电路中进行强滤波的方式将噪声滤掉。

发明内容

   本实用新型的目的是根据上述现有技术中不同电路所存在的缺点，提出一种新的功率因数校正电路的采样地电路，既解决现有技术中电容中点（Midpoint）与地（GND）相互连接时电容中点处高频扰动噪声会影响控制电路地造成负面干扰问题，同时也解决现有技术中电容中点（Midpoint）与地（GND）断开后造成电容电压不平衡问题及需要检测电路对电容中点进行检测需要强滤波的难题。

      本实用新型采用的技术方案是：

本实用新型的三相母线无中线输入，具有两个串联母线电容、母线电压取压网络，在两个串联母线电容的中点以及母线电压取压网络的中点之间加入一滤波网络。解决母线中点的高频干扰对采样控制地的影响。

本实用新型所述的滤波网络是带通滤波网络。解决母线中点的高频干扰对采样控制地的影响。