[实用新型]一种高效大功率输出升压电路

说明书

技术领域

本实用新型涉及开关电源控制领域，具体涉及一种高效大功率输出升压电路。

背景技术

现有DC-DC Boost升压电路采用二极管做输出整流，图1为现有技术应用在液晶显示产品LED灯管升压驱动电路，包括控制芯片U1，电感L1，二极管D1，电容C2，电解电容C1、C3，开关MOS管Q1，电阻R1，电流均流及采样反馈电路；电解电容C1的正端、控制芯片U1的供电接脚VCC及电感L1的一端连接直流电压的输入端Vin，电解电容C1的负端接地，电感L1另一端与开关MOS管Q1的漏极、二极管D1的阳极相电连接;二极管D1的阴极与电解电容C3正端连接直流电压的输出端Vout,直流电压的输出端Vout与输出设备负载的输入端相电连接，输出设备负载的输出端与电流均流及采样反馈电路的输入端相电连接，电流均流及采样反馈电路的输出端与控制芯片U1的反馈接脚FB相电连接,电解电容C3的负端接地，控制芯片U1的电流侦测接脚CS与电阻R1的一端、开关MOS管Q1的源极相电连接，电阻R1的另一端接地，开关MOS管Q1的栅极与控制芯片U1的NDR驱动接脚相电连接，控制芯片U1的GND端接地，电容C2的一端与控制芯片U1的相位补偿接脚COMP相电连接，电容C2的另一端接地。图1.1为图1控制芯片U1内部的逻辑时序控制电路功能模块图，所述的控制芯片U1包含有比较器OC1、时钟CLK、驱动逻辑控制电路模块和反馈逻辑控制电路模块，所述的比较器OC1一输入端与所述控制芯片U1的电流侦测接脚CS相电连接，比较器OC1的另一输入端与反馈逻辑控制电路模块的输出端、所述控制芯片U1的相位补偿接脚COMP相电连接，比较器OC1的输出端与驱动逻辑控制电路模块第一输入端相电连接，时钟CLK与驱动逻辑控制电路模块第二输入端相电连接，反馈逻辑控制电路模块的输入端和输出端分别与所述控制芯片U1的反馈接脚FB、相位补偿接脚COMP相电连接，驱动逻辑控制电路模块输出端与所述控制芯片U1的NDR驱动接脚相电连接。

图1.2为图1升压驱动电路的工作时序图，T1期间：控制芯片U1内部的时钟CLK送一触发高电平给U1内部的驱动逻辑控制电路模块，使得U1的NDR驱动接脚输出一高电平High信号给开关MOS管Q1的栅极，使得开关MOS管Q1导通，电感L1开始产生一基本呈线性增大的电流进行储能，且同时在开关MOS管Q1的漏极与源极之间产生一基本呈线性增大的电流Ids(Q1),该电流初始值为Ip1(Ip1≥0A,当Ip1=0A时，工作模式为不连续DCM模式;当Ip1>0A时，工作模式为连续CCM模式);同时在U1的电流侦测接脚CS采样电压Vcs=Ids(Q1)*R1;且在T1期间末，该Ids(Q1)电流达到Ip2=Ip1+Vin*T1/L(L----L1的电感量，T1------T1期间的时间，Vin------电容C1正端对地的电压)，此时U1的电流侦测接脚CS采样到电压Vcs=Ip2*R1≥Vcomp时，U1内部的比较器OC1输出端的电平反转，使得U1的NDR驱动接脚的输出由高电平变为低电平信号，此时开关MOS管Q1截止。T2期间：开关MOS管Q1管截止时，电感L1开始对T1期间所存储的能量做泄放。依据电感瞬间电流不能突变原理及楞次定律，在T2初始时刻，L1电感两端电极性反转，且产生一初始仍为Ip2值的电流从二极管D1阳极流向阴极，最终流向电解电容C3及输出设备负载。在T2期间，电感L1做能量泄放，且流过二极管D1的电流逐渐减少;到T2期间末，流过二极管D1的电流减小到Ip1时，U1内部的时钟CLK送出下一触发高电平High信号给U1内部的驱动逻辑控制电路模块，使得U1的NDR驱动接脚输出一由低电平Low反转为高电平High信号给开关MOS管Q1栅极,使开关MOS管Q1又开始turn on。

上述升压驱动电路可较好的应用在中小功率（输出电压较低电流较小）的液晶显示产品用来驱动LED Light Bar且具有较高的电源转换效率，但无法较好的应用在输出高电压且大电流的LED驱动设备上（如：大尺寸的LED或PD产品）。据半导体厂家分析，采用二体管做整流，开关电源中约有20%-40%的开关损耗是由二极管引起的。当输出电流增大时，顺向压降Vf造成二极管损耗会变大。由于目前升压驱动电路工作频率较高（如一般工在频率在250KHZ-300KHZ之间），此较高的工作频率会使正向、反向恢复造成二极管损耗均会变大；当输出电压上升时，会造成反向漏电流Ir损耗增大，故在大功率的升压驱动电路中，二极管的损耗将出现快速增加。这不仅会使整个升压驱动电路转化效率变低，也会使电源板部分零件温度偏高，最终影响到产品使用寿命。

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