[实用新型]一种用于AC-DC原边控制芯片中的供电电路

说明书

技术领域

本实用新型属于集成电路领域，涉及一种用于AC-DC原边控制芯片中的供电电路。

背景技术

 随着电源管理芯片的效率的提高，体积的减小以及成本的降低，电源管理芯片也越来越广泛的应用于AC-DC(交流转直流)的电源管理模块中。日常中接触到各种白家电，充电器，LED(Light Emitting Diode)照明设备中都需要AC-DC电源管理模块来实现交直流转换。

 在AC-DC电源管理模块中，通常采用反激，非隔离降压或者谐振控制等芯片实现交直流的转换。这些芯片传统的供电方式如图1所示（以反激控制芯片为例）。应用电路中包含二极管整流器D0~D3，输入电容Cin，VDD的旁路电容C1，变压器T（其中Np为变压器初级绕组，Ns为次级绕组，Na为辅助绕组），控制器芯片20。VDD为控制芯片提供工作电源，工作的电流通常在200uA~2mA之间。对于220VAC交流输入，Vin上的电压为311V直流高压。

 图1中芯片的VDD能量由Vin经过Rst提供。芯片工作电流所造成的系统损耗就为Vin*Ist。对即使采用特殊技术（如功率管源极驱动方法）实现低工作电流的控制芯片，这种方式造成的损耗仍然不可忽视。例如常见的Rst设置会从Vin提供500uA左右的电流实现合理的启动时间并提供芯片的工作电流，带来的损耗为310V*500uA=155mW。

 图2中芯片的VDD能量由芯片集成的高压电流提供，HV引脚也可以连接在Q1的漏端。在VDD较低时候会打开高压电流源，当VDD高于某值关断高压电流源。高压电流可实现快速的VDD启动充电，其带来的损耗同图1是类似的，若芯片工作电流为1mA，则会有310V*1mA=310mW的损耗。

 图1和图2由于高压直流直接供电带来大的损耗，两种应用都被限制用于低芯片工作电流的应用。

 为了降低VDD工作电流造成的系统损耗，提高效率，目前常用的结构如图3所示。Rst为大电阻，提供30uA的启动电流，VDD充电至工作阈值，反激开始工作，Vo上升，此时辅助绕组将会提供芯片的工作电流。也有为了完全去掉Rst带来的启动损耗和启动速度，芯片还集成高压启动，在VDD升至工作阈值就关断高压电流源，VDD的电源由辅助绕组供电。采用辅助绕组供电的方式可以低的系统损耗，对于1mA芯片工作电流，辅助绕组电压为15V，其损耗为15V*1mA=15mW。但是该方法增加了辅助绕组，增加变压器的设计复杂度以及增加系统成本。

实用新型内容

针对现有的芯片工作电源技术存在的由高压Vin直接供电会造成大的损耗仅适用于低芯片工作电流的应用，而由辅助绕组供电造成系统设计复杂和成本的增加的不足，本实用新型提供一种用于AC-DC原边控制芯片中的供电电路。

本实用新型所述的一种用于AC-DC原边控制芯片中的供电电路，包括连接在高压电源端和低压电源端的高压供电支路，所述高压供电支路包括串联的高压NMOS管和中压NMOS管，所述高压NMOS管和中压NMOS管分别连接在高压电源端和次级高压端、次级高压端和低压电源端之间；

     还包括电荷泵、启动充电电路、低压比较器、次高压比较器、充电逻辑电路；所述电荷泵的电源输入端和电源输出端分别连接低压电源端和高压MOS管的栅极，所述启动充电电路连接在次级高压端和低压电源端之间，所述低压比较器检测低压电源端电压是否高于预先设定的第一基准电压并输出低压检测信号，所述次高压比较器检测预先设定的第二基准电压并输出次高压检测信号，所述充电逻辑电路具备如下功能：

    VDD充电至低压比较器输出低压检测信号后，控制电荷泵开始工作；次高压比较器检测到次级高压端电压低于第二基准电压时，开启中压NMOS管。

 优选的，所述启动充电支路包括以次级高压端为电源的PMOS电流镜，所述PMOS电流镜的输出端连接低压电源端，PMOS电流镜的输入端通过一限流电阻接地，所述输入端还串联有一个受所述充电逻辑电路控制的开关器件。

 优选的，所述电荷泵由方波振荡器，功率反向驱动级，第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容组成，所述方波振荡器的输出端连接功率反向驱动级的输入端，所述功率反向驱动级的输出端连接第一电容，所述第一电容的另一端连接在串联的第一二极管和第二二极管的公共端，所述第一二极管的正向端连接低压电源端，第二二极管的输出端连接电荷泵的电源输出端，所述第二电容连接在电荷泵的电源输出端和地之间；

所述方波振荡器，功率反向驱动级的正电源均与低压电源端连接。