[实用新型]一种防止推挽变压器饱和电路

说明书

技术领域

本实用新型涉及推挽变压器使用领域，尤其涉及一种防止推挽变压器饱和电路。

背景技术

推挽变换器是最传统的拓扑结构之一，但是设计中依然经常用到。这种拓扑能够实现多路输出，且输出端与输入端以及输出端与输出端之间可以实现直流隔离。输出电压既可以高于输入电压，也可以低于输入电压。当输入电压和负载波动时主输出电压可以得到很好的调节。辅输出电压在输入电压变化时都能保持较高的调整率，当负载发生变化时，只要辅输出电感电流不进入不连续模式，辅输出电压调整率也能控制在5％以内。

推挽拓扑中存在一种潜在的失效模式——由变压器磁通不平衡引起的偏磁而导致磁芯饱和磁芯饱和时，变压器不能承受电压，当下一周期开关管再次导通时开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。

实用新型内容

为了克服现有推挽变压器饱和导致的开关管损坏问题，本实用新型在变压器电路中接入二极管和电压比较器。具体技术方案如下：

一种防止推挽变压器饱和电路，主要包括二极管D1-D4、电压比较器、电阻R1-R7以及电容C1、C2、C50；所述电阻R1连接二极管D1的正极，电阻R2连接二极管D4的正极，所述二极管D1、D4分别由电压比较器的输出端控制导通与截止；所述二极管D2的正极与二极管D1的正极连接，二极管D3的正极与二极管D4的正极连接，二极管D2、D3的负极与电阻R3连接；所述电阻R3的另一端连接电压比较器正相输入端；所述电阻R4与电容C1的并联电路一端接地，另一端接于电阻R3与电压比较器正相输入端之间；所述电阻R5、R6串联于﹢5V电源与地之间，所述电压比较器反相输入端与电阻R5和R6的中点连接；所述电容C2一端接地，另一端连接电阻R5、R6的中点；所述电压比较器输出端还与电阻R7、电容C50串联后接地。所述电压比较器输出端用于控制二极管D1和D4的导通与截止，当推挽变压器正常工作没有饱和时，电流经过二极管D1、D4流入变压器原边，此时电压比较器正相端电压小于反相端电压，输出端为低电平，D1、D4导通正常工作；当电流逐渐变大推挽变压器趋向于饱和时，电压比较器正相端电压升高大于反相端电压，输出端为高电平，D1、D4截止。

进一步的，所述电压比较器反相输入端接2.5V的固定电压。2.5V根据推挽变压器饱和时的临界电压值计算得出。

进一步的，所述输出端串联电阻阻值为10K，电容值为100nF,电压比较器输出端连接这种大电阻串联电容电路可以吸收高次谐波，消除自激振荡。

进一步的，所述二极管采用肖特基二极管，功耗小、反向恢复时间快。

在推挽变压器中接入本实用新型设计的防饱和电路后，可以在推挽变压器即将饱和时封锁二极管，达到保护电路元件，尤其是保护开关管的效果。

附图说明

图1为本实用新型主要模块电路图。

具体实施方式

如图1所示，一种防止推挽变压器饱和电路，主要包括二极管D1-D4、电压比较器、电阻R1-R7以及电容C1、C2、C50；所述电阻R1连接二极管D1的正极，电阻R2连接二极管D4的正极，所述二极管D1、D4分别通过电压比较器的输出端控制导通与截止；所述二极管D2的正极与二极管D1的正极连接，二极管D3的正极与二极管D4的正极连接，二极管D2、D3的负极与电阻R3连接；所述电阻R3的另一端连接电压比较器正相输入端；所述电阻R4与电容C1的并联电路一端接地，另一端接于电阻R3与电压比较器正相输入端之间；所述电阻R5、R6串联于﹢5V电源与地之间，所述电压比较器反相输入端与电阻R5和R6的中点连接；所述电容C2一端接地，另一端连接电阻R5、R6的中点；所述电压比较器输出端还与电阻R7、电容C50串联后接地。

所述电压比较器输出端用于控制二极管D1和D4的导通与截止，当推挽变压器正常工作没有饱和时，电流经过二极管D1、D4流入变压器原边，此时电压比较器正相端电压小于反相端电压，输出端为低电平，D1、D4导通正常工作；当电流逐渐变大推挽变压器趋向于饱和时，电压比较器正相端电压升高大于反相端电压，输出端为高电平，D1、D4截止。

所述电压比较器反相输入端接2.5V的固定电压。2.5V根据推挽变压器饱和时的临界电压值计算得出，即在本电路中电阻R5、R6阻值相同。

所述输出端串联电阻阻值为10K，电容值为100nF,电压比较器输出端连接这种大电阻串联电容电路可以吸收高次谐波，消除自激振荡。

所述二极管采用肖特基二极管，功耗小、反向恢复时间快。

本实施例中，电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6的阻值均选取1K，C1、C2电容值选取100nF。