[发明专利]一种射频功率放大器及基站

说明书

本发明公开一种射频功率放大器及基站，其中射频功率放大器包括：输入平衡‑不平衡变换器、同相侧功率放大单元、反相侧功率放大单元和输出平衡‑不平衡变换器；输入平衡‑不平衡变换器分别连接同相侧功率放大单元和反相侧功率放大单元的输入端，同相侧功率放大单元和反相侧功率放大单元的输出端分别连接输出平衡‑不平衡变换器；同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输入端分别连接输入包络消除网络，同相侧功率放大器件和反相侧功率放大器件的输出端分别连接输出包络消除网络。本发明提出的射频功率放大器可以有效的降低记忆效应，大幅度的降低线性化的复杂度，降低通信系统的成本，提高通信系统的整体效率，具有广阔的应用前景。

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种射频功率放大器及基站。

背景技术

在现代通信系统中，随着调制信号带宽的增大和载波聚合技术的应用，由射频功率放大 器的记忆效应引入的非线性问题越来越严重。为了应对这种记忆效应，在很多通信系统中不 得不采用复杂的记忆数字预失真(DPD)算法对功率放大器进行线性化。然而，复杂的DPD技 术需要引入额外的成本和功耗。尤其是随着大规模MIMO技术的应用，基站射频通道数量大大 增加，复杂的DPD算法引入的资产成本和功耗逐渐上升到难以接受的程度。可以说，由宽带 射频功率放大器的记忆效应引起的非线性问题，已经成为通信系统中亟待解决的关键技术问 题。

射频功率放大器的记忆效应有多种来源，其中最重要的来源是功率器件输入端和输出端 电流的包络分量引入的直流工作点漂移效应。对于理想的Class-B功率放大器，在调制信号 激励下的漏极电流的波形为调制的半正弦波，其时域波形和频谱可以使用数值计算的仿真方 法得到，如图1所示。在图1中，激励信号采用了200MHz带宽的LTE-A信号，基带采样率为 1228.8MSPS，载波频率为3500MHz。由图1(b)可见，由于理想的Class-B功率放大器只截取 了载波周期的正半周，漏极电流频谱中除了基频分量，还包含了包络分量和谐波分量。其中 由于包络分量的频率远远低于基频分量，有可能引入跨载波周期的记忆效应。进一步的分析 指出，漏极电流中的包络分量由Class-B传递函数中的偶次项引入，因此其频谱宽度要远远 大于调制信号的带宽。对于记忆效应的研究而言，包络分量的带宽至少要考虑到三到五倍的 调制信号带宽，在图1中为1GHz。显然，如果在包络带宽上呈现给功率放大器漏极的负载阻 抗不为零，漏极电流中的包络成分会在漏极上产生相应的包络电压。这一包络电压的波形不 但与漏极电流有关，还与包络带宽上的负载阻抗有关。不失一般性，对于典型的感性包络阻 抗，由于漏极包络电压分量的存在，其时域波形叠加在漏极直流电压上，引入了漏极工作点 的漂移效应。

在使用实际器件构建的功率放大器中，由于存在以膝电压(Vknee)效应为代表的漏极电 压对漏极电流的反馈效应，漏极电压工作点的漂移不可避免的会产生漏极记忆效应。同样， 在射频功率器件的栅极，由于FET器件中非线性输入电容的存在，也同样的存在由于包络电 压引入的栅极工作点漂移效应，这一效应通过器件的跨导传输到输出信号中，引入了栅极记 忆效应。进一步的研究可以证明，这种栅极和漏极的电压工作点漂移效应，是宽带调制信号 激励下功率放大器记忆效应的主要来源。

为了消除上述工作点漂移效应引入的记忆效应，现有的方法是对匹配网络进行合理的设 计，使得其在进行基频和谐波匹配的同时，在整个包络带宽上给出尽可能低的阻抗，以降低 包络电压摆幅。但这种记忆效应消除方法在窄带功率放大器上工作良好，然而随着带宽的增 加，要实现这一设计目标越来越困难。例如，考虑到漏极电流中的包络分量可以扩展至五倍 信号带宽以上，这意味着对于200MHz的信号带宽，为了完全消除包络电压，需要在近DC-1GHz 的频段上给出零阻抗，同时不得影响基频匹配，这是很难实现的。更严重的是，当信号带宽 增加到和载波频率相比拟的程度后，采用上述技术消除记忆效应在理论上就成为不可能。例 如，对于载波频率2000MHz的功率放大器，当信号带宽增大到400MHz左右，其栅极和漏极电 流中的包络频率就已经和基频频率发生了混叠，无法在频谱上对其进行区分了。