[发明专利]基于三电平Dual-Buck型电路的阻抗重塑方法

权利要求书

1.基于三电平Dual-Buck型电路的阻抗重塑方法，其特征在于，采用基于三电平Dual-Buck型电路的阻抗重塑拓扑，通过控制Dual-Buck型电路中的电感电流改变并联阻尼控制器实现阻抗重塑；

基于三电平Dual-Buck型电路的阻抗重塑拓扑，包括模块化电力电子变压器、Dual-Buck型电路和负载，所述模块化电力电子变压器的输出端连接所述负载，所述模块化电力电子变压器和所述负载之间连接Dual-Buck型电路；

所述Dual-Buck型电路包括全控型功率开关管S₁，所述全控型功率开关管S₁的漏极分别连接二极管D₁阴极引出端口和滤波电容C_a1一端，所述二极管D₁的阳极和全控型功率开关管S₂的漏极连接，所述二极管D₁的阳极和所述全控型功率开关管S₂的漏极之间引出端口与分离电感L₂连接，所述全控型功率开关管S₁的源极和二极管D₂阴极连接，所述全控型功率开关管S₁的源极和所述二极管D₂阴极之间引出端口与分离电感L₁连接，所述分离电感L₁和所述分离电感L₂的另一端连接形成输出端口I，输出端口I与滤波电容C_f的一端连接，所述全控型功率开关管S₂的源极分别连接所述二极管D₂阳极和二极管D₃的阴极，所述二极管D₂阳极连接所述滤波电容C_a1另一端和全控型功率开关管S₃的漏级，所述全控型功率开关管S₃的漏级分别连接滤波电容C_a2的一端和所述二极管D₃的阴极，所述全控型功率开关管S₃的源极连接二极管D₄的阴极，所述全控型功率开关管S₃的源极和所述二极管D₄的阴极之间引出端口连接分离电感a，所述二极管D₄的阳极分别连接所述滤波电容C_a2的另一端和全控型功率开关管S₄的源极，所述全控型功率开关管S₄的漏级连接所述二极管D₃的阳极，所述全控型功率开关管S₄的漏级和所述二极管D₃的阳极之间引出端口连接分离电感b，所述分离电感a和所述分离电感b的另一端连接形成输出端口II，输出端口II连接所述滤波电容C_f的另一端，所述滤波电容C_f的两端接入所述模块化电力电子变压器和所述负载之间；

具体过程包括如下步骤：

步骤1，模块化电力电子变压器作为直流母线，通过直流母线上的电压纹波控制Dual-Buck型电路中的电感电流，改变并联阻尼控制器等效虚拟元件；步骤1的具体过程如下：

为了获得并联阻尼控制器内部等效电容元件，采用高通滤波器对直流母线电压进行处理，定义直流母线上电压为V_bus，V_bus经过高通滤波器提取高频波动，与期望波动参考值比较，经过PI调节器得到波动电流参考值的最大幅值i_{h_ref}，由公式1可知，虚拟电容器是通过对直流母线电压的微分来实现的；

式中，其中C_v，ω_L分别是并联阻尼器中等效电容和高通滤波器的截止频率，s为时域微分拉氏变换后得到频域表示形式，H_d是一个复变函数；C_v不仅可以改变模块化电力电子变压器侧输出阻抗，还可以避免直流母线电压在大扰动下的波动；

步骤2，通过并联阻尼控制器控制Dual-Buck型电路中输出滤波电容两端的电压进一步控制电感电流，得到并联阻尼控制器的数学模型；步骤2的具体过程如下：

所述Dual-Buck型电路中滤波电容两端的电压V_da必须大于模块化电力电子变压器输出端两端的电压为V_bus，采用电压外环控制实现，将V_da与输出滤波电容两端的电压参考值V_da-ref进行比较，经过PI调节器调节后得到电感电流参考值i_{L_ref}，将i_{h_ref}和i_{L_ref}的总和作为电流参考值与实际电流比较，经过PI调节器得打调制波d_a，控制所述Dual-Buck型电路中对应的开关管的通断实现电感电流的控制；

由公式1可知等效电容的作用会受到截止频率的限制，输出电感电流补偿电流i与并联阻尼控制器的等效电容关系如公式(2)所示：

同时，电流控制回路的截止频率影响并联有源阻尼器的动态特性，如果闭环动态近似一阶惯性环节则合成电流i_s表示如公式(3)所示，

式中ω_c电流控制回路的截止频率；

将公式(2)代入公式(3)中可得，

公式(4)等价串联的C_v，L_v，r_v元件，其形式如式(5)所示，

因此，高通滤波器和电流控制回路的截止频率引起的虚拟电阻r_v和虚拟电感L_v如式(6)所示：

步骤3，采用步骤2得到并联阻尼控制器的虚拟阻抗与模块化电力电子变压器侧输出阻抗或者负载侧输入阻抗进行并联，实现输出/输入阻抗的重塑。

2.如权利要求1所述的基于三电平Dual-Buck型电路的阻抗重塑方法，其特征在于，所述步骤2中加入均压控制，避免使分压电容中点电位漂移，导致输出电压和电流波形畸变，电路性能恶化。