[发明专利]双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法

权利要求书

1.双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，其中，所述的双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器，包括直流电源、谐振单元、一个H桥、一个混合桥、两个高频变压器和滤波器；

其中，变换器的高压侧由全桥电路和谐振腔构成；全桥电路包含由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄组成的两个桥臂；V_ab代表高压侧两个桥臂中点间的电压，V_cd代表高频变压器高压侧两端的电压；谐振腔由谐振电感L_r和谐振电容C_r组成，T₁和T₂是两个高频变压器，它们的变比分别是n₁：1和n₂：1；

变换器的低压侧由两个桥臂和两个高频电容C₁、C₂构成；其中，低压侧的四个开关管S₁、S₂、S₃、S₄组成一个全桥电路，S₃、S₄、C₂、C₁组成一个半桥电路；全桥和半桥共享一个桥臂S₃、S₄；V_H和V_L分别代表高压侧和低压侧的电压源；上下两组开关管的驱动信号互补，并且驱动信号含有死区时间；

同时，变换器包括驱动电路和采样电路，所述变换器作为双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器控制系统的主电路；

其特征在于：

上述变换器拓扑的轨迹控制方法，包括如下步骤：

定义变换器电压增益m如下:

m＝n₂V_L/2V_H (1)

定义高频变压器T₁的电压增益比为n：

n＝n₁V_L/V_H (2)

变压器低压侧电压折射到变压器高压侧的电压波形为四电平波形，Δt₂为开关管S₂比开关管S₄提前导通的时间差，定义副边内移相角D为：

其中，T_s为开关周期；

定义高压侧和低压侧之间的移相角为Δt₁为开关管Q₁比开关管S₃提前开通的时间，有：

其中，T_s为开关周期；

步骤1：设计变换器原副边外移相角，即，高压侧和低压侧之间的移相角和副边内移相角D的控制轨迹；

对变换器进行基波分析和计算，得到原边电流表达式：

其中，V_H表示高压侧电压；D表示副边内移相角；m表示变换器电压增益；表示高压侧和低压侧之间的移相角；n表示高频变压器T₁的电压增益比；ω为开关角频率；t表示开关管Q₁开通后的时间；X为谐振腔阻抗，定义如下：

其中，Lr表示谐振电感值，C_r表示谐振电容值；

根据原边电流表达式，得到原边软开关对于原边电流的约束，Δi₁是实现原边软开关的最小原边电流：

其中，C_oss1是原边开关管寄生电容，t_dead1是原边设定的死区时间，V_c1是原边开关管寄生电容两端电压；有：

变换器的瞬时功率表达式为：

利用积分得到一个开关周期内的变换器平均功率：

对于副边，利用变压器的激磁电感电流实现副边软开关；对于高频变压器T₁的激磁电感L_m1和高频变压器T₂的激磁电感L_m2，有激磁电感电流表达式如下：

其中，i_m1为变压器T₁的激磁电感电流，i_m2为变压器T₂的激磁电感电流；ω为开关角频率；n₁、n₂分别是高频变压器T₁和T₂的变比；D表示副边内移相角；V_L代表高压侧电压值；t表示开关管Q₁开通后的时间；

激磁电感电流的最大值有：

开关管S₃和S₄实现零电压开关(ZVS)的条件为：

其中，C_oss2为开关管S₃、S₄的寄生电容；t_dead2为开关管S₃、S₄的死区时间；V_c2是开关管寄生电容两端电压；i_p表示原边电流；i_s表示流经开关管S₃、S₄的副边电流；Δi₂表示开关管S₃、S₄软开关的最小电流；

同理，开关管S₁和S₂实现零电压开关的条件为：

其中，C_oss3为开关管S₁、S₂的寄生电容；t_dead3为开关管S₁、S₂的死区时间；V_c3是开关管寄生电容两端电压；Δi₃表示开关管S₁、S₂软开关的最小电流；i_s1表示流经开关管S₁、S₂的副边电流；

令变换器的平均功率为0，求得：

控制轨迹的曲线表达式为：

此为最佳控制轨迹，根据此表达式对变换器进行控制；

步骤2：通过采样电路，采样变换器的高压侧电压V_H和低压侧电压V_L；通过数字控制电路，计算当前控制变量高压侧和低压侧之间的移相角和副边内移相角D；

步骤3：根据控制轨迹，控制高压侧和低压侧之间的移相角和副边内移相角D始终沿着轨迹移动，以此保证软开关条件和最小环流控制；

步骤4：通过驱动电路，将控制量进行输出，进而控制变换器运行。

2.如权利要求1所述的双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，其特征在于，所述步骤2，根据下列公式，计算得到副边内移相角D：

D与移相角和输入输出电压都相关，根据移相角和输出输入电压实时匹配计算，得到每个状态的最佳控制量。