[发明专利]基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法

权利要求书

1.基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法，电网交流母线经过线路阻抗Z_ac、滤波电阻R_ac和LC滤波器连接到交流接口变换器的交流侧；交流接口变换器的直流侧经过直流电容C_dc连接DC/DC变换器；DC/DC变换器再经过稳压电容C_f与滤波电感L_f，最终连接到动力电池；其特征在于，所述控制方法根据三相同步电动机模型和交流接口变换器在结构上的相似性，将交流接口变换器虚拟为同步电机，控制方法包括有功功率控制、虚拟励磁控制和电压电流双闭环控制三部分，各部分控制方法如下：

(1)有功功率控制：设定虚拟同步电机的极对数为1，其转矩方程可以表示为：

其中J表示同步电机的转动惯量，单位kg·m²，ω_N表示电网交流额定角速度，单位rad/s；P_e和P_m分别为同步电机的电磁、机械功率；δ为发电机的功角，单位rad；ω是同步电机的虚拟转子角频率，单位rad/s；k_ω为交流一次调频下垂系数；有功功率控制部分主要用来实现有功功率闭环并产生机械转矩；有功功率由交流侧电压和电流计算得到，表示为：

P＝u_ai_a+u_bi_b+u_ci_c

式中u_a、u_b、u_c为同步电机的机端电压，i_a、i_b、i_c为同步电机的机端电流；

(2)虚拟励磁控制：在虚拟励磁控制部分，模拟发电机的励磁控制，对交流电压、无功功率进行控制调节，通过调节虚拟同步电机模型的虚拟电势有效值E来使其发出无功；虚拟同步电机的虚拟电势有效值E共由3部分组成：

其一，是反应无功功率调节的部分ΔE_Q，其二为反应机端电压调节的部分ΔE_U，能够等效为同步电机的自动励磁调节器，其三是同步电机的空载电势有效值E₀；则电机虚拟电势有效值为：

E＝E₀+ΔE_Q+ΔE_U

电机虚拟电势的矢量值表示为：

(3)电压电流双闭环控制：基于KVL定律，同步电机的电磁方程可以表示为：

其中为交流侧电压；L和R分别为同步电机的定子电感和电阻，其值分别取交流接口的LC滤波器的滤波电感L_ac和滤波电阻R_ac的值，为交流接口电流，为交流母线侧电流，C为LC滤波器滤波电容中C_ac的值；通过电压-电流双闭环控制得到信号e，并将其作为调制波输入SPWM调制，产生交流接口变换器的控制信号，控制交流接口变换器各IGBT管的导通和关断。

2.如权利要求1所述的基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法，其特征在于，DC/DC变换器直流侧的一次侧与二次侧间由CLC谐振模块连接，所述CLC谐振模块包括位于一次侧的用于电压倍增操作的电容器C_v，以及位于二次侧用于谐振PWM操作的由谐振电容C_r和谐振电感L_r组成的谐振结构；所述DC/DC变换器8个开关用于充电或放电操作，包括一次侧的M₁、M₂、M₃、M₄四个IGBT管以及二次侧的M₅、M₆、M₇、M₈四个IGBT管。

3.如权利要求2所述的基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法，其特征在于，(一)在充电操作中，功率流由M₁～M₄控制，M₅～M₈的二极管用于全桥整流；假设谐振电容器电压v_cr不超过电池电压V_batt，M₃在初始时处于导通状态；一个完整的充电过程按照时间顺序分为6个模式：

模式1(t₀≤tt₁)：当M₁在t₀时导通，初级电流i_p流过M₁，M₃和变换器一次侧；二次侧电流i_s从零开始增加，并流过C_r，L_r，M₅、M₇以及变换器二次侧；从模式1的等效电路可以推导出v_cr和i_s:

其中：

V_crf是v_cr充电运行时的峰值电压，V_dc为直流电容C_dc两端电压；一次电流i_p是指一次侧电流i_s与磁化电流i_m之和；n为DC/DC变换器的一二次侧的匝数比；当M1被关闭时，一次电流用于对M₁和M₂的漏源电容C_ds进行充放电；如果M2的漏源电容C_ds在模式1结束前完全放电，则可以实现M₂的零电压开关；

模式2(t₁≤tt₂)：M₂打开时，模式2开始；一次电流i_p流过M₃、M₂和变换器一次侧；二次电流i_s与模式1保持相同的电流路径，直到i_s减小为零为止；由模式2的等效电路，v_cr和i_s表示为：

v_cr(t)＝-V_batt-(V_cr(t₁)+V_batt)cosω_r(t-t₁)+Z_ri_Lr(t₁)sinω_r(t-t₁)

从上式中可以得到i_Lr(t₁)和v_cr(t₁)，如下:

式中D_f为充电时M₁(或M₄)占空比，T_s为驱动信号开关周期，从上式可推导出模式2的持续时间T_2Mf：

模式3(t₂≤tt₃)：模式2后，只有充磁电流i_m通过M₃和M₂循环；在模式3中，谐振电容电压v_cr保持为v_cr(t₂)，为V_crf定义的谐振电容的峰值；可以得到V_crf：

V_crf不应超过V_batt，以防止M₅和M₇体二极管不正常导电，保证正常工作；只有M₃和M₄的C_ds充放电采用峰值充磁电流；如果M₄的漏源电容C_ds在模式3结束前完全放电，则可以实现M₄的零电压开关；由模式4～6组成的下一个半周期的运行与前一个半周期相同；

(二)放电过程中功率流由M₅～M₈控制；为了提高电压增益，采用二极管M₁和M₂的整流器作为电压倍频整流，使M₃处于导通状态；电容C_v作为提供功率的电源电容；一个完整的放电过程按照时间顺序分为6个模式：

模式1(t₀≤tt₁)：当M8在t₀处打开时，二次电流通过L_r、C_r、M₈、M₆和DC/DC变换器二次侧；一次电流i_p从零开始增大，并通过M₂、M₃、C_v和DC/DC变换器一次侧；v_cr、一次电流i_p和二次侧的一次电流ni_p可以近似地导出为：

v_crr是v_cr在放电过程中的峰值电压；二次电流等于ni_p和充磁电流ni_m之和；当M₈关闭时，i_s用于使M₇达到零电压开关状态；

模式2(t₁≤tt₂)：当M₇打开时，模式2开始，i_p开始下降；由模式2的等效电路可得v_cr和ni_p为:

这里采用与充电操作模式2相似的假设，可导出ni_p(t₁)和v_cr(t₁):

式中D_r为放电操作业中M₅或M₈的占空比，模式2继续，直到i_p减小为零，模式2在放电模式下的持续时间T_2Mr为

模式3(t₂≤tt₃)：模式2后，只有二次侧的充磁电流ni_m通过M₇和M₆，同时可以推导出v_cr(t₂)如下:

v_crr是v_cr在放电过程中的峰值电压；当M₆关闭时，二次侧的峰值磁化电流对M₅和M₆的C_ds进行充电和放电；第一个由模式1～3组成的半程周期是充电电容C_v通过M₂和M₃通道的充电周期，下一个由模式4～6组成的半程周期是充电电容C_v和M₁、M₃的充电周期；除整流操作部分，放电过程模式1～3与模式4～6这两个半程周期操作相同。