[发明专利]一种基于毫米波大规模MIMO天线系统的重叠子连接混合预编码装置

权利要求书

1.一种基于毫米波大规模MIMO天线系统的重叠子连接混合预编码装置，其特征在于包括：

模型建立模块，用于建立毫米波大规模MIMO天线系统模型，采用扩展的Saleh-Valenzuela信道模型构造信道矩阵，在毫米波大规模MIMO天线系统中，基站配置N_t根发射天线与N_t^RF根射频链路，传输K个数据流，并同时服务接收端共K个用户设备UE，每个UE都同样配置N_r根接收天线与一根射频链路，且只接收一个数据流，N_r^RF表示所有用户的射频链路总数量，系统必须满足

基站的发射信号x表示为：

其中，发送符号向量s为一组随机数，其元素之间相互独立，并满足零平均值、单位能量，且而P为总发射功率，F_RF为模拟射频预编码矩阵，其形式为F_BB为数字预编码矩阵，其形式为F_RF与F_BB应满足功率控制，即

信号从发射天线发送后经由信道传输至接收端，y_k为第k个用户的接收信号，表示为：

其中，表示发射信号x从基站到第k个用户的信道矩阵，n_k～CN(0,σ²I_Nr)表示均值为0，方差为σ²的信道噪声向量，其元素间互为独立以及具有相同的分布特性，且与发送符号向量s相互独立；

毫米波大规模MIMO系统信道采用几何的Saleh-Valenzuela模型，基站与第k个用户之间的信道矩阵表示为L_k条传输路径的贡献之和，如下所示：

其中，L_k为基站与第k个用户之间的总传输路径数量，为基站对应第k个用户的第l条路径下的复数增益，和分别为到达方位角、到达提高角以及离开方位角、离开提高角，和分别为接收端和发射端阵列响应向量，为向量a_t的共轭转置；基站和UE的天线排列方式均为均匀分布方形平面阵列，和表示为：

其中，λ表示信号的波长，d表示相邻天线元素之间的距离，发射和接收两端的天线阵列大小分别为和

目标函数建立模块，用于根据经基站预编码处理后的系统的可达总和传输率建立目标函数；第k个用户接收信号y_k再经过模拟射频解码矩阵处理之后，接收端信号表示为：

其中，表示对应至第k个用户s_k的基频预编码向量，且发射端和接收端都有完美信道状态信息；公式(6)中由三项信号所组成，分别是第k个用户的期望信号、来自其他用户的干扰信号以及噪声信号，而系统的可达总和传输率(achiveable sum-rate，ASR)表示为：

其中，γ_k为第k个用户的信干噪比(SINR)，其表示为：

预编码设计最佳化问题等效成如下问题：

其中，模拟射频预编码器与解码器中都使用移相器来执行，f_RF，k(i)表示模拟射频预编码矩阵F_RF对应第k个用户的第k行行向量的第i个元素，其正规化以满足为可行集合，量化相位为为固定的初始权重大小，相位B为移相器的解析度；w_RF，k(j)表示模拟射频解码矩阵W_RF对第k个用户的第j个元素，其正规化满足为可行集合，相位量化相位为为固定的初始权重大小；

混合预编码模块，用于基于重叠子连接架构进行混合预编码方案的设置，在重叠子连接架构下，模拟射频预编码矩阵F_RF架构为如下所示：

其中，的下标k表示为系统发射端的第k个射频链路，而上标y表示为其所连接的第y根天线，每根射频链路所配置的天线数量为M_t；当M_t越接近N_t，其矩阵内的非零元素会越少，所有射频链路的总未连接天线数越少；当M_t越接近0，其矩阵内的非零元素越多，所有射频链路的总未连接天线数越多；

由于公式(9)是一个非确定性多项式NP问题，计算复杂度较高，所以分成一些子问题并寻找局部最佳解，接着依据每个局部最佳解再联合得出所要求问题的最佳解；以加强信道增益和减少用户端之间的干扰为目标，首先对用户依序设计其每对的模拟波束成型向量，由于在重叠子连接架构下，发射端的每个射频链路不再固定配置连接N_t根天线，而是变量M_t，因此公式(9)的问题转换为对第一个用户的局部最佳解问题，如下所示：

其中，H₁为基站与第1个用户之间的信道矩阵，发射端每个射频链路的限制为M_t根天线，下标B表示可使用任意解析度的移相器，可行集合的限制为而向量f_RF，k，k＝1,2,…N^RF经正规化后满足|f_RF，k|²＝1；在此会先初始化预编码矩阵为零矩阵，而后对第一次模拟射频预编码矩阵进行更新时，其矩阵架构中所有非零元素部分的权重大小会变为

在重叠子连接架构下，各射频链路的起始与末尾天线的列索引位置为：

其中，为最后一个射频链路所连接的最后一根天线，因此发射天线个数为N_t＝M_t+(N^RF-1)(M_t-dM_t)；由于各射频链路的每根天线都需要配置一个移相器，因此每个射频链路中所使用的移相器总数量为：

由于公式(11)的计算复杂度仍然较高，为减少复杂度，就只找出在f_RF,1和w_RF,1中所有非零元素的有条件最佳相位；首先需固定其中一个模拟射频向量，而不管先执行哪一个都不会影响最后得出的最佳解，因此先假设w_RF,1不变，然后从f_RF,1开始设计；因此，先找出f_RF,1中所有非零元素的最佳连续相位之后，固定f_RF,1不变，再依序设计w_RF,1中的所有元素，因为只对发射端做改动，所以对用户端的元素部分不会进行改动，在已知模拟射频解码向量w_RF,1中相位j＝1,…,N_r，以及模拟射频预编码向量f_RF,1中相位θ_1，m，m＝1,…,N_t,m≠i的情况下，模拟射频预编码向量f_RF,1中第i个元素的最佳连续相位θ_1，i计算方式如下：

其中H₁(j，m)表示第1个用户的信道矩阵中对应至用户的第j根接收天线以及基站的第m根发射天线，由于f_RF,1的维度变成M_t×1，所以H₁所形成的维度为N_r×M_t；

当模拟射频预编码向量f_RF,1中所有非零元素被确定之后，模拟射频解码向量w_RF,1种第j个元素的最佳连续相位变成如下式所示：

通过公式(14)和(15)反复计算，直到使模拟射频预编码向量f_RF,1和模拟射频解码向量w_RF,1中所有的相位不再改变，则达到收敛为最佳的和剩下的K-1个用户的模拟射频预编码向量f_RF，k和解码向量w_RF，k，k＝2,…,K也通过上述方式依序设计，公式(11)改写为：

其中，由于向量f_RF，k，k＝1,2,…N^RF的维度为M_t×1，对应的信道矩阵H_k维度为N_r×M_t，系统的发射天线索引值也会依据不同用户而变化；根据公式(16)设计完所有用户的模拟波束成型向量对之后，联合所有局部最佳解即可解出和最后再通过最小均方误差(MMSE)方法求得最佳的数字预编码矩阵