[发明专利]一种新型高载波抑制四相平衡式调制器

说明书

本发明提供一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，包括：四路混频电路、载波分配网络、射频合成网络；四路混频电路相同，四路混频电路的输入端分别与前端数字基带电路中DA的差分接口连接；基带信号I+和I‑、Q+和Q‑分别进入四路混频电路；载波信号通过载波公共端输入，进入载波分配网络后形成用于驱动各混频电路的载波信号，分别对基带信号进行混频调制，产生混频调制信号，各路混频调制信号进入射频合成网络合成为一路后输出。相比谐波混频和放大基带信号等改善载波抑制的方法，本发明在射频输出端不需要90°功分桥，在基带上不需要基带放大器，因此在实现高载波抑制的同时，保证了较宽的带宽范围内调制性能良好。

技术领域

本发明属于电子技术领域，涉及一种微波毫米波高载波抑制调制器。

背景技术

在直接调制发射机中，需要进行调制器设计来替代传统的上变频器，通常使用正交调制的方式来实现多种调制方式并增加频谱利用率，正交调制器实际上是利用I、Q两路正交的载波信号作为本振形成最终的调制信号，射频输出功率与载波泄露的比值即为载波抑制，载波抑制指标是正交调制器最重要的指标之一，其传统构成如图1所示；

目前为了提高载波抑制通常采用两种办法：

1.提高IQ基带信号的输入功率；提高输入功率后，由于载波泄露绝对功率不变，可改善抑制比，但提高输入功率需要增加额外的基带放大电路，当基带带宽较大时(例如大于1GHz)，则该基带放大电路实现难度较大，同时较大的输入功率会导致调制器非线性急剧恶化，会影响到系统的稳定度和交调等指标；

2.采用谐波混频器来实现调制器中的混频；即采用载波频率的一半频率作为本振驱动，该二分之一次本振进入混频器后，其二次谐波即载波频率与基带信号进行混频产生所需的调制信号，该方案需要在射频上增加90度移相，通常其宽带性能较差，在宽带下的EVM常会恶化，且当二分之一次本振的二倍频进入混频器后仍然会导致载波频率泄露。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：相比谐波混频和放大基带信号等改善载波抑制的方法，本发明提供了一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，在射频输出端不需要90°功分桥，在基带上不需要基带放大器，因此在实现高载波抑制的同时，保证了较宽的带宽范围内调制性能良好。

本发明所采用的技术方案是：一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，包括：四路混频电路、载波分配网络、射频合成网络；

四路混频电路相同，四路混频电路的输入端分别与前端数字基带电路中DA的差分接口连接；基带信号I+和I-、Q+和Q-分别进入四路混频电路；载波信号通过载波公共端输入，进入载波分配网络后形成用于驱动各混频电路的载波信号，分别对基带信号进行混频调制，产生混频调制信号，各路混频调制信号进入射频合成网络合成为一路后输出。

进一步的，所述载波分配网络包括一个180°桥和两个90°桥，载波信号进入180°桥后形成0°与180°两路载波信号，0°与180°两路载波信号分别进入两个相同的90°桥，形成四路用于驱动混频器的载波信号，四路用于驱动混频器的载波信号的相位值分别为0°、90°、180°、270°。

进一步的，所述载波分配网络中的180°桥的输入端口与本振输入信号相连，隔离端口连接50欧姆电阻到地。

进一步的，所述90°桥的隔离端口均连接50欧姆电阻到地。

进一步的，所述两个90°桥中，第一个90°桥输出端分别连接到I+和Q+混频电路的本振端口；第二个90°桥输出端分别连接到I-和Q-混频电路的本振端口。

进一步的，所述90°桥的输入输出特征阻抗均为50欧姆，负载电阻均为50欧姆。

进一步的，所述射频合成网络包含三个功分/合路器，实现四路调制混频后的信号合为一路，合成后输出为IQ调制后的信号，其中，两路I路、两路Q路调制信号分别合成相加，而两路I路、两路Q路载波信号因相位相反而合成对消。