[发明专利]高阶补偿带隙电压基准电路

说明书

高阶补偿带隙电压基准电路，涉及集成电路技术，本发明包括第一MOS管（MP1）、第二MOS管（MP2）、第一晶体管（Q1）、第二晶体管（Q2）、第三晶体管（Q3）、第四晶体管（Q4）、第一双运放（A1）、第二双运放（A2）、第三单运放（A3）和第四单运放（A4）。本发明不仅通过基准核之间基极电流在电阻上产生的压降，有效的对非线性的指数曲率进行了补偿，还实现了带隙电压的二倍放大，增大了基准的输出范围。

技术领域

本发明涉及集成电路技术，特别涉及电压基准电路。

背景技术

电压基准源是模拟电路设计中不可缺少的一个单元模块，它为系统提供直流参考电压，对电路性能，比如运放的电压增益和噪声都有显著的影响，带隙电压的精度是决定整个电路性能的关键因素。因此，设计一个高阶补偿带隙电压基准对整个电路具有重要意义。传统的带隙电压基准普遍采用一阶补偿的方法，虽然获得了与温度无关的基准电压，但其温度系数较高，很难满足高性能系统对电压基准的要求，尤其是在高精度ADC的应用上，无法实现更好的性能。众所周知，零温度系数的基准约为1.25V，而目前转换器产品的满度电压范围灵活，获得基准范围更大且温度系数更好的的基准电压是我们研究的重点。已公开的文献，电压基准大多是通过补偿发射极基极电压的一阶温度系数，在一个温度点上实现零温度系数的带隙基准源，这种方式仅消除了V_BE中的线性部分，且温度系数指标较大，其非线性的补偿效果不理想。

图1是由PTAT电流产生的带隙电压基准电路。图中M5、M6、M8构成电流镜，MOS管的器件尺寸比例为，从而，因为运算放大器A1的存在，使得X点和Y点电压相等，那么电阻R1上的压降即为双极管Q1和Q2基射极电压差，，该电压与绝对温度成正比，这里n是Q1和Q2管并联个数的比值，因此M5、M6、M8的漏源电流分别是，，I3即为产生的PTAT电流，通过I3可以很容易产生带隙基准电压电路，利用I3流过电阻R2，产生PTAT电压I3*R2，再将这个电压加到双极晶体管Q3的基极-发射极电压上，从而获得带隙基准电压，表达式为，只要参数在设计时满足，就可以保证在T=300K时得到零温度系数带隙电压，约为1.25V。这种结构可以补偿基射极电压的一阶温度系数，但PTAT电压与VBE电压的叠加仅消除了VBE中线性项的影响，非线性部分并未得到补偿，因此温漂只能实现几十ppm/℃，且带隙电压的输出只有1.25V，无法增大基准的输出范围。

图2是在运放输出端产生的基准电压电路。图中通过运放A1将X和Y点钳位，从而使节点X和Y点电压相等，由于R1=R2，因此流过R1和R2的电流相等，即I1=I2，R3两端的电压是Q1和Q2的基射极电压的差值，该电压和绝对温度成正比，其中n是Q1和Q2管并联个数的比值，因此，运放输出端的基准电压，当R2、R3和n满足关系时，就可以保证在T=300K时得到零温度系数带隙电压，约为1.25V。同样这种结构是在运放输出端直接通过正温系数电压和负温系数电压的加权来获得与温度无关的带隙电压，仅仅是补偿了V_BE的线性部分，温漂较大，且带隙电压的输出只有1.25V，无法增大基准的输出范围。

图3是低温漂带隙电压基准电路，为了得到温漂系数足够低的带隙电压基准，高阶温度系数需要进一步的补偿，引入高阶温度补偿项，高阶温度系数主要是由双极晶体管V_BE的温度特性产生。图中运放A2的增益足够大时，输入端电压被锁定，VA=VY，流过R4的电流为V_BE/R4，通过镜像后流过Q3的电流也为VBE/R4，从而Q2和Q3的VBE电压间产生了一个带有TlnT项的差值，假设该电压值为C1*TlnT。在运放A1中，Q1、Q2的VBE作为一对输入，Q2、Q3的VBE作为一对输入，形成了一个四输入运放，VBE_Q2和VBE_Q3输入对的目的是在正常工作时给Q1和Q2端提供一个TlnT项的电压差值，另外在Q2和Q3的电压差中含有和温度成正比的项C2*T，通过将这两部分带到输出端，来修正输出电压的温度系数。这种结构补偿了VBE的高阶项，可以得到温度系数足够低的带隙电压，但该结构的带隙电压输出也只有1.25V，无法增大基准的输出范围。

发明内容